主动器件的特性与应用(上)

主动器件的特性与应用(上)宇量内容标题导览：│切换大负载的电路│切换直流电源的电路│全波整流平顺电路│波动滤波电路│二极管、晶体管、FET等主动电子器件已经成为各种电子电路不可或缺的器件，因此本文整合常用半导体器件深入探讨应用电路特性。切换大负载的电路．可以控制大负载电流ON/OFF的电路如图1所示利用晶体管切换大约1A左右大负载电流时，必需从外部提供某种程度基准电流；图2是过渡分析图1电路时的动作特性。动作上为了使晶体管变成ON，必需使用22mA左右的电流，这对个人计算机、DSP等数字电路而言，直接供应如此大电流相当严苛，此时可以使用Darlington切换电路。图1切换大电流的电路范例图2图1的基准电流与输出入电压的波形．巨大电流增幅率的Darlington电路图3的电路与图1一样都是驱动负载的Darlington切换电路，由图可知它是在驱动负载的晶体管前面插入晶体管，的Emitter再连接于的Base。本电路为了纪念原创者Dr.SidneyDarlington，因此称为Darlington电路。图3Darlington电路范例图4后段晶体管Q2的Collector电流1C2可用下式表示:1C2hFE1xhFE2x1B1------------------(1)如果Q1与Q2都是同等级晶体管时hFE=hFE1xhFE2，其结果变成非常大，这也是本电路可以用很小的基准电流控制大Collector电流主要原因，此时必需注意Q1的基准(Base)一直到Q2Emitter为止的电压会变成1/VBE2(大约是1.2V左右)，而且随着晶体管种类与基准电流值的不同，有可能变成1.6V。图4Darlington电路的流动电流图5是Q1的基准电流1B1动作波形，VIN=3V时亦即Q1与Q2ON时，1B1=650µA，此时即使与图1一样驱动负载，从外部提供的基准电流会变得非常小。图5DarlingtonSwitch的基准电流波形图6是Q2Collector电位VOUT的动作波形，VIN=3V时VOUT0V，因此它可以用很小的基准电流精确使大电流作ON/OFF切换。图6图3电路的输出入电压波形实际上图6的Q2变成ON时，VOUT却不会成为0V(大约是0.1V左右)，造成该现象主要原因是晶体管ON时，Collector与Emitter之间有残留阻抗成份，加上此处有Collector电流流动使得电压降低(该电压又称为Collector-Emitter饱和压称VCE(sat))。不过不像几乎呈一定值，它会随着晶体管种类与Collector电流改变，此时需注意值，因为它是造成晶体管发热主要原因。晶体管ON时晶体管内的电力损失Pc如下:Pc=VCE(sat)x1c----------------------(2)由于Pc变成热能后会从晶体管散逸，因此切换电流极大时必需注意发晶体管热问题。图7的晶体管是在相同封装内将2晶体管作Darlington连接；图8是2个晶体管连接至Darlington晶体管，依此制造成仿真分析用切换(Switching)电路，图中的Q2残留电压非常大，因此必需注意晶体管ON时Collector与Emitter之间产生的电压引发的发热问题。图7Darlington晶体管的结构图8Darlington晶体管的动作原理图9是图8电路的VOUT动作波形，由图可知Q2变成ON时会产生大约0.77V左右的残留电压，此时若改用Darlington晶体管的话，残留电压最低只有0.6V，主要原因是Q2的Collector若不比Emitter高一个VBE(0.6V)，Q1的Base-Collector之间的二极管就会变成ON，如此一来Q1就无法发挥晶体管特性正常动作。基于上述该电位关系因此必需设法使本电路取得平衡，此外VCE(sat)外观上看似变大，不过切换大电流时还是需要注意晶体管的发热问题。图9图7Darlington晶体管发生残留电压切换直流电源的电路．使用晶体管的电路如图10所示本负载切换电路可以从逻辑电路以控制信号切换提供负载电源，由于切换正电源时高电位电源端设有切换器件，因此本电路又称为HighSideSwitch。动作上电路中的控制信号VOUT一旦变成H，就会依照Q2→Q1顺序ON提供电源电压VCC至负载端。图10可以使连接VCC与负载RL的电源线ON/OFF的LoadSwitch电路图11是图10电路的动作波形，由图可知VOUT变成OV/4.77V，它可以用0V/3V的逻辑信号，ON/OFF提供负载端的电源。Q1ON时VOUT无达到5V，主要原因是Q1的VCE(sat)发生0.23V的电压损失，如果改用低VCE(sat)的晶体管就可以降低电压损失，除此之外Q1还会产生VCE(sat)1L的电压损失。图11图10的控制电压与电压波形．使用MOSFET的电路图12是MOSFETIC构成的负载切换(LoadSwitch)电路，由于MOSFETIC的Gate不需流通电流，所以R1~R3的阻抗值可以设得非常高。图13是图12电路的动作波形，它与图10的电路一样，可以用0V/3V的逻辑信号在电源与负载之间作5V的切换。MOSFETICON时Drain与Source之间的残留电压VDS(on)只有0.06V非常小，主要原因是MOSFETICON时，Drain与Source之间的阻抗成份RDS(on)，会因为Drain流动产生电压下降所致。Q1如式(2)所示会产生VDS(on)1D的电力损失，此时若欲降低VDS(on)只需改用低RDS(on)器件即可。图12使用MOSFET的LoadSwitch电路图13图12电路的控制电压与输出电压波形全波整流平顺电路．附中间Tap变压器+2个二极管的整流电路图14全波整流交流-直流转换电路是由变压器中间Tap构成，基本上它是组合中间Tap变压器与2个二极管，再以半波整流电路的2倍频率提供电容器充电电流，亦即所谓的全波整流电路。图15的测试电路是为了进行仿真分析，刻意将变压器附中间Tap2次端卷线更换成2个万能电压源VSRC。图14附中间Tap变压器+2个二极体的全波整流平顺电路图15以电压源代用晶体管可作仿真分析的电路图16是将V1,V2分别设定成5Vpeak,50V的正弦波，接着以过渡分析模拟0~40ms范围时图15电路各部位的动作波形，由图可知Vinput1比Voutput高0.8V时D1变成ON，Vinput2比Voutput高0.8V时D2变成ON，D1与D2交互ON/OFF，如此就可以在输出信号1周期内使电容2次充电，Voutput的波动(Ripple)频率是半波整流电路的2倍，以本分析模拟为例它的输入频率是50Hz，因此波动电压的波动频率相当于:50Hz×2=100Hz。图16图15电路的电压、电流波形图17是图15电路的各二极管电流动作波形，如图所示D1的电流ID1波形与D2的电流ID2波形交互出现峰值(Peak)，因此D1与D2交互ON，图中ID1与ID2的峰值部份几乎都是为了使电容充电的电流，D1与D2OFF期间，C1的放电电流则提供给负载端。图18是综合以上动作特性获得的结果，如图所示本电路会依照(a)~(d)顺序反复动作。图17图15电路中各二极管的电流波形图18图15电路的电流流动方式全波整流交流-直流转换电路若与半波整流构成的电路比较时，由于电容放电时间变短(电容充电频率变成2倍所致)，因此即使使用相同容量的电容，Voutput的波动电压会变小。如下式所示使用全波整流电路时Voutput波动电压ΔV只有半波整流电路的1/2，因此上述图16的波动电压，大约是半波整流电路的1/2左右。IRLΔV=――――――-----------------------(3)2finCFIRL:负载电流(A)。fin:输入信号的频率(Hz)。CF:平顺电容的容量(F)。‧无中间Tap变压器+4个二极管的整流电路图19的交流-直流转换电路，是由二极管作架桥连接的全波整流电路与平顺电路组合构成，虽然图14也是全波整流电路，不过变压器的绕线相当复杂，成本上图19的电路比较有利，所以目前二极管架桥连接构成的全波整流电路经常被应用在各种电子产品。仿真分析图19电路时必需注意V1电压振幅的读取方法，如果V1的一端有接地的话，直接使用可以显示GND电位的电压Marker量测即可，不过观察类似图19这种从GND漂出的电位时，就需改用可以显示两点之间差电压的差电压Marker，此处只量测图19的Vinput±。图19附中间Tap变压器与4个晶体管构成低成本全波整流平顺电路图20是利用过渡分析法仿真分析图19电路0~40ms范围时，获得的各部位的动作波形，由于图19的充电电流通过2个串联二极管，所以Voutput比Vinput±低2VF1.6V，加上本电路属于全波整流电路，因此Voutput的波动是输入信号2倍频率，至于Voutput的波动电压可以利用式(3)计算。图19如果与图16、图比较，它的波动电压值几乎完全相同。图20图19电路各部位的动作波形图21是图19电路内的4个二极管的电流动作波形，图中ID1,ID4为D1,D4的电流，ID2,ID3为D2,D3的电流，由图可知ID1,ID4与ID2,ID3即使是相同的时序(Timing)也会逐渐变大，所以D1,D4与D2,D3可以同时ON/OFF，所有二极管OFF期间，电容器的放电电流提供给负载端。图21图19电路的4个二极管内流动的电流波形图22是综合以上动作特性获得的结果，如图所示本电路会依照(a)~(d)顺序反复动作，由于(a)与(c)的期间流至电容器的充电电流通过2个串联二极管，所以电容器两端的电压，亦即输出电压比电压输入电压低2个VF。图22图19全波整流电路的电流流动方式波动滤波电路图23是输出正电压的波动滤波(RippleFilter)电路，由于设计上本电路是以电源电路应用为前提，因此输入单元内设有全波整流电路。本电路是将LowPassFilter连接至称为EmitterFollower晶体管电路的Base上，图中的R2为防止振荡的电阻，C3电容器可以降低高频领域输出阻抗(Impedance)。图23正电压波动滤波电路接着按照图24的窗口将图23的电路设定成过渡分析模式进行仿真分析；图25是分析后各部位的电压波形，由图25可知虽然Vin已经乘上整流电路的波动值408mVp-p，不过Vout却已去除波动只剩下直流成份。图24图23的过渡分析设定图25图23电路各部位的电压波形图23电路的Q1Base内设置由R1,C2构成遮断频率极低的LowPassFilter是本电路的主要特征，该LowPassFilter除了可以去除Vin的波动成份之外，还可以提供变压器Base直流成份。如果仔细观察图25变压器的Base电位VB(Q1)，可以发现波动已经被去除，造成VB(Q1)直流电位比VBE更低的原因，是因为Q1Base电流IB通过R1，导致R1IB的电压下降所致。由于NPN晶体管的Emitter始终Trace比Base低的电位VBE，所以Vout设定成比Base低的电位VBE，至于Base的电位VB(Q1)已经去除波动只剩直流成份，所以Vout也变成直流成份，此外Vout与VB(Q1)的站立非常缓和，主要原因是C2必需通过R1才能充电所致。图26是图25的波形时间轴与电压轴放大图，图中的Vout残留5.5mVp-p的波动，Vin的波动只有408mVp-p，依此推算确认图23的电路已经去除37.4dB[20log(408mVp-p/5.5mVp-p]，此处为了更进一步降低残留波动，因此刻意将R1,C2的LowPassFilter时定数R1,C2加大。图26图25的Vout波形放大图图27将是图23的C2设成220µF，LowPassFilter的时定数设成2.2倍时Vout的动作波形，分析时间延长到2s，不过实际上只显示1.96~2.0s之间的动作特性，若与图26比较，图27的波动只有1/2.2倍。图27确认图23的C2二倍后的波动电压波形虽然波动滤波电路可