一种新颖的副边控制型DCDC半桥变换器-中国电气传动网欢

1一种新颖的副边控制型DC/DC半桥变换器杜少武丁莉合肥工业大学摘要：提出一种新颖的副边控制型DC/DC半桥变换器。该变换器从空载到满载均能实现软开关，其中原边开关管实现ZVS，副边开关管实现ZCS。变换器优越的输出波形减小了输出滤波器的体积。分析了该变换器的工作原理和工作特性，并通过一个100W（输出12V/8.4A）的原理样机进行了验证，最后给出了实验结果。关键词：副边控制零电压零电流DC/DC变换器ANovelHalf-bridgeDC/DCConverterUsingSecondary-sideControlDuShaowuDingLiAbstract:Anovelhalf-bridgeDC/DCconverterusingsecondary-sidecontrolisproposed.ItachievesZVSfortheprimarysideswitchesandZCSforthesecondarysideswitches.Thefilterrequirementsaresignificantlyreducedforthesuperiorfilterwaveforms.Theprincipleandcharacteristicsoftheproposedconverterisanalyzed,andverifiedona100W(12V/8.4Aoutput)experimentalprototype,andexperimentalresultsarepresented.Keywords:secondary-sidecontrolZVSZCSDC/DCconverter1引言移相控制全桥DC/DC变化器已成为中大功率DC/DC变换器的较理想的实现方式之一。它不用附加谐振元件，只是利用变压器的漏感和开关管（MOSFET）的结电容就可以实现开关管的零电压开关，拓扑及控制均简单，能恒频运行。但移相ZVS全桥变换器在轻载时难以实现滞后桥臂的ZVS开关；另外在零状态时，原边有较大的环流，这就增大了导通损耗。为实现轻载时的ZVS，需要有足够大的原边电流。这样就有两种方式增大原边电流：增大负载电流分量或增大激磁电流分量。传统的方式是增大负载电流分量，在原边串联大电感，这种方法虽然可以增大实现ZVS的负载范围，却造成重载时副边电压的占空比丢失，需增大变压器变比才能保证输出同样的电压，这样就导致原边电流和导通损耗的增加。若将大电感改为饱和电感，虽然减小的占空比的丢失，但却2是以增大通态损耗为代价的。激磁电流与负载无关，可以利用它来实现即使是空载时的ZVS。然而激磁电流的增加使得导通损耗也随之增加，这是因为在变换器处于零状态时，激磁电流以峰值形成环流，增大的变压器和开关管电流的有效值。若能减小或消除环流时间，损耗会大大减小。本文提出一种副边控制的方案，原边不用实现PWM控制，故原边可采用不可控半桥，使得激磁电流在增大的同时消除环流时间，减少损耗。并且该变换器较为理想的输出电压波形也减小了输出滤波器的体积。2工作原理图1为一种新颖的副边控制型DC/DC半桥变换器的主电路拓扑。Ci1，Ci2为分压电容，容量相等。S1，S2为原边开关管，C1，C2，D1，D2为S1，S2的体二极管和结电容。S3，S4为副边开关管。Dr1~Dr4为副边整流二极管，Lf为输出滤波电容，Cf为输出滤波电容。中心抽头变压器内部绕组变比为n1，外部绕组为n2（这里变比均值副边绕组比原边绕组）。变压器的激磁电感为Lm，变压器漏感为Lr，且LmLr。图1主电路结构在分析工作原理之前，先作出如下假设：1）除了考虑S1，S2的体二极管和结电容之外，所有的开关管和二极管均为理想元件；2）Ci1=Ci2，容量相等且足够大，均分输入电压；3）C1=C2=Cr4）滤波电感Lf足够大，滤波电容Cf足够大。图2为该变换器的工作波形。原边开关工作在恒定的开关频率下，在一个周期内，两个开关图2工作波形各导通180°（实际工作时需加入一定的死区时3间，以防止上下桥臂直通）。变换器的一个开关周期包括12个工作阶段：1）阶段1[0～t0]。S1，S3导通，原边向负载传送能量。原边电流经S1、谐振电感Lr、变压器原边绕组。副边电流回路是：从副边绕组经整流二极管Dr1、输出滤波电感Lf、输出滤波电容Cf与负载R，回到副边绕组。副边整流电压Vrect、反射回原边的负载电流ipl、变压器的激磁电流ipm、原边总电流ip分别为)()()0(2)()(2)(in21in21tiitiitLVtiInniVnnVpmplppmmpmoplrect2）阶段2[t0～t1]。t0时刻S1关断，原边电流转移到C1，C2支路，对C1充电，C2放电，故S1是零电压关断。原边电压虽然减小，但尚未减小到零，因此负载电流仍然能反射到原边，即Lf仍能参与谐振。而传统移相全桥中，在超前臂关断，滞后臂刚刚开始转换时反射的负载电流就开始下降。这对于原边开关实现ZVS也有一定的辅助作用。t1时刻，变压器的激磁电流增大到峰值ipm(max)。这样反射回原边的负载电流ipl、变压器的激磁电流ipm、原边总电流ip表达式同阶段1。在t1时刻原边总电流ip为max(max)1)(Iiitipmplp对电容C1有：rorpCCtInnCtiV2)(2211该阶段持续时间：orInnCVt)(21in013）阶段3[t1～t2]。t1时刻原边电压减小到零，ip继续对对C1充电，C2放电。VAB的极性自零变为负，变压器副边绕组电势反相，整流二极管Dr2开始导通，以至两个整流二极管同时导通，变压器副边短路。这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，VAB直接加在谐振电感Lr上。因此在这段时间里实际上是谐振电感Lr和C1，C2在谐振工作，使C1充电，C2放电。这个时间段里，有：pCritVCdd211in2ddCprVVtiLin21VVVCC初始条件：2/)(in11VtVC,max1)(Itip解微分方程并代入初始条件可得原边电流ip4和电容C3，C4的电压分别为)(cos1maxttIip)(sin2)(12in1ttIZVtVpC)(sin2)(12in2ttIZVtVpC其中rrpCLZ2rrCL21。当在t2时刻，当C1，C2完成充、放电过程，即当C2电压谐振下降到零、C1电压上升到Vin，D2自然导通（为S2零电压导通作准备），结束这一阶段，阶段3的持续时间为：2in1122sin1IZVtp4）阶段4[t2～t3]。在t2时刻，D2自然导通，将的电压钳位在零位，若此时开通S2，则S2为零电压开通。S3驱动信号和S4驱动信号之间的死区时间td＞t02：2in121insin1)(IZVInnCVtpord虽然S2此时已开通，但不并流过电流。谐振电感Lr的储能回馈给输入电源。由于副边两个二极管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压的一半加在变压器漏感两端，原边电流线性下降，原边电流为)(2)()(2in2ttLVtItirpp到t3时刻，原边电流从Ip(t2)下降到零，二极管D2自然关断，S2中将流过电流，阶段4的时间为in223/)(2VtILtpr5）阶段5[t3～t4]。在t3时刻，原边电流ip由正值过零，并且向负方向增加，此时S2为原边电流提供通路。由于原边电流ip仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管共同提供回路，因此原边绕组电压仍为零，加在谐振电感两端电压是Vin/2，原边电流反向增加。原边电流为)(2)(3inttLVtirp在t4时刻，电流完全转换到Dr3支路，副边完成换相，流过副边开关管S3的电流下降到零。半个开关周期结束，开始下半个开关周期。阶段5的时间为in534/)(2VntILtLfr6）阶段6[t4～t6]。原边向负载传送能量，副边整流电压Vrect、反射回原边的负载电流ipl、变压器的激磁电流ipm、原边总电流ip分别为2/in1VnVrectoplIni15(max)4in)(2)(pmmpmittLVti)()(tiitipmplp在t5时刻，给S3关断信号，S3是零电流关断。7）阶段7[t6～t7]。t6时刻S4开通，原边向负载传送能量。副边整流电压Vrect=(n1+n2)Vin/2，反射回原边的负载电流ipl=(n1+n2)Iot7时刻，S2关断，变换器开始工作在下半个周期其与上半个周期相似，不再详述。3变换器特性分析3.1软开关的实现图3为传统的移相全桥变换器以及新颖的副边控制型DC/DC半桥变换器的变压器原边的电压和电流波形，其中电流波形包括激磁电流分量，和负载电流分量。由工作原理的分析可知，激磁电流有助于原边开关管ZVS的实现，新颖的副边控制型DC/DC半桥变换器没有零状态，激磁电流的增加不会增大导通损耗。激磁电流只决定于输入电压，与负载无关，因此可以实现从轻载到重载较宽范围内的ZVS。（a）传统的移相全桥变换器（b）新颖的副边控制型DC/DC半桥变换器图3变压器原边的电压和电流波形副边开关管是在电流为零时自然关断的，在任何情况下都能实现ZCS关断，其ZCS特性与负载无关。3.2滤波电感的减小传统的移相全桥变换器及新颖的副边控制型DC/DC半桥变换器整流后的电压波形分别如如图4a、图4b所示。由文献[4]的分析可知，新颖的副边控制型DC/DC半桥变换器的输出滤波电6感小于传统的移相控制变换器。同时电感的减小也提高了系统的动态特性。3.3副边占空比的丢失当变压器原边电流ip由正（或负）变负（或正）时，即[t1～t3]和[t7～t9]期间，副边开关管与整流管处于换流状态，变压器被短路，使得变压器副边的占空比减小。且变压器的漏感越大，占空比丢失越明显[6]。由于原边开关软开关的实现主要依靠变压器的激磁电流，变压器的漏感可以很小，实际上占空比丢失很小。(a)(b)图4两种变换器的输出电压波形4实验结果对该变换器的工作原理和特性在一台12V/8.4A的原理样机上进行了验证，实验参数如下：输入直流电压60V；输出直流电压12V；输出额定电流8.4A；变压器匝比（副边/原边）n1＝n2＝0.5；开关频率fs＝100kHz；主开关管（S1～S4）IRF540；输出滤波电感：Co＝12μH；输出滤波电容：Lo＝470μF；输出整流二极管（Dr1～Dr2）MBR3060。图6为主要的实验波形。图5a为变压器原边的电压和电流波形。图5b为整流后的电压波形。与传统的移相全桥的单阶梯整流电压波形相比，若要求相同的输出电压、输出电流和电流纹波，该变换器将需要较小的滤波电感。图5c原边开关管S1的电压和电流波形。可以看出，当Vds下降到零的时候，其体二极管导通，此时开通S1是ZVS开通。图5d是副边开关管S3的电压和电流波形。原边电流反向时，S3自然换流，电流id下降到零，为其实现ZCS关断提供的宽裕的条件。（a）变压器原边的电压和电流波形7（b）整流后的电压波形（c）原边开关管S1的电压和电流波形（d）副边开关管S3的电压和电流波形图5实验波形5结论本文提出的新颖的副边控制型DC/DC变换器，分析并验证了其工作原理，该变换器具有如下优点。1）解决了传统的移相全桥在轻载时难以实现软开关的缺陷，在很宽的负载范围内，实现原边开关管的ZVS和副边开关管的ZCS。2）不需要复杂的辅助谐振网络，电路结构简单，运行可靠性高。3）需要较小的输出滤波电感，提高了系统的动态性能。参考文献1RajapandianAyyanar.ANovelClassofHybrid,Soft-switchingDC-DCConverterswithHighPower-density,HighEfficiencyandLowEMI[D].MINNESOTA:theUniversityofMINNESOTA,20002AyyanarR,MohanN.NovelSoft-