第七章-谐振开关技术

1第七章谐振开关技术第三节软开关电路的分类第二节谐振电路工作原理和开关损耗第一节概述内容提要与目的要求2内容提要与目的要求掌握基本串联谐振电路和并联谐振电路原理。理解软开关技术的基本概念。重点：谐振电路原理及电路分析。3第一节概述硬开关PWM（脉冲宽度调制），是指在功率变换过程中电力电子开关在开通和关断的瞬间均处于大电流或高电压的工作条件。图7.1给出了典型的硬开关过程中电流、电压和损耗的波形。从波形上可知，功率器件在高电压下开通、大电流时关断，因此要承受大的电压应力和热应力，且易超过安全工作区。4硬开关的缺点：1、开关损耗大，限制了开关元件的工作频率。2、方波工作方式，产生较大的电磁干扰，电路存在着较大的动态电压、电流应力。3、在开关过程中，要求开关元件有较大的安全工作区。4、桥式电路拓扑，存在着上、下桥臂直通短路的问题。5电力电子装置高频化滤波器、变压器体积和重量减小，电力电子装置小型化、轻量化。开关损耗增加，电磁干扰增大。软开关技术降低开关损耗和开关噪声。进一步提高开关频率。6硬开关：开关的开通和关断过程伴随着电压和电流的剧烈变化。产生较大的开关损耗和开关噪声。软开关：在电路中增加了小电感、电容等谐振元件，在开关过程前后引入谐振，使开关条件得以改善。降低开关损耗和开关噪声。软开关有时也被成为谐振开关。工作原理：软开关电路中S关断后Lr与Cr间发生谐振，电路中电压和电流的波形类似于正弦半波。谐振减缓了开关过程中电压、电流的变化，而且使S两端的电压在其开通前就降为零。7以闸刀开关作形象比喻，如果能在闸刀推合和拉开的瞬间人为地令开关间的电压或电流为零，岂不就可以避免拉弧火花的产生？在功率变换技术中，其实就是在主开关器件关断或导通的瞬间，实现其两端电压或电流为零的技术。也就是ZVS（零压开关）和ZCS（零流开关）软开关技术。8软开关技术的发展经历了高频逆变器、缓冲电路和谐振开关三个阶段。1.高频逆变器:负载带有谐振电路的逆变器称为正弦波逆变器或高频逆变器。水银整流器时代就已开始研究。晶闸管时代，高频逆变器作为开关损耗少的逆变器而著称，与整流电路组合一起的高频环节DC-DC变流器可算是最早实用化的软开关技术。92.缓冲电路:为了避免器件损坏或误动作，可使用抑制du／dt、di／dt的电压缓冲器和电流缓冲器。利用缓冲器，器件本身的开关损耗能减少，并能实现软开关动作。缓冲电路进一步发展，拒电容和电感里积蓄的能量回馈到电源，称为无损耗缓冲器。103.谐振开关:开关器件与谐振器结合构成谐振开关，即用软开关器件代替单个的半导体开关。1966年R．E．Morgan用晶闸管做过软件仿真，即当今的ZCS。1975年N．O．Sokal提出“E级放大器”，使用两个谐振器，使导通与关断时的du／dt、di／dt为零，对器件来说成为理想的软开关。1984年开始，F．Lee对零电流开关、零电压开关进行了一系列研究，并命名为准谐振变流器。当时在小型DC-DC变流器上应用，开关频率为0.5—2MHz，功率密度为l00W／(50×50×6)mm3。1985年美国弗吉尼亚工学院李泽元教授提出的谐振开关技术是在研究DC／DC变换器过程中发展起来的。这种谐振开关的原理也可以应用于DC／AC变换器。111986年美国威斯康星大学的D．M．Divan教授提出了“谐振直流环逆变器(谐振环)的概念”，这对于谐振开关技术应用于DC／AC变换器领域起了很大的推动作用。谐振环的原理是把原先具有恒定直流电压的母线变成一个高频直流脉动或高频交流母线，从而在母线上出现电压(或电流)过零现象，挂在这样母线上的逆变器中的开关器件在同步信号的控制下，则能实现零电压或零电流条件下的开通和关断。1991年Jung．G．Cho等人提出的“新型并联谐振直流环软开关PWM变换器”是一种比较理想的拓扑结构。12所谓的软开关转换其理论上开关损耗为零。其优点如下：1、振式软开关转换无开关损耗，工作频率高。2、电磁干扰，开关转换过程中动态应力小。3、电能转换效率高，无吸收电路，散热器小。4、上下桥臂直通短路问题不存在了。在谐振直流环节的逆变器中，上下桥臂直通成了一种合理的工作状态。13谐振软开关电路中，零电压和零电流条件是由辅助的谐振电路所创造的。因此，本章首先介绍基本串联谐振电路和并联谐振电路工作原理，然后，分别介绍软开关技术在开关电源和直流逆变器中的分类和典型应用。14第二节谐振电路工作原理和开关损耗1一、串联谐振电路工作原理2二、并联谐振电路工作原理3三、软开关损耗15一、串联谐振电路工作原理如图7.2（a）所示为负载与电容并联的串联谐振电路。图中I0代表负载电流，Ud和I0为直流量，初始时间t0时的初始条件为IL0和Uc0，电路的方程为0IiidtdiLUucLLrdc22dtidCLdtduCiLrrcrc0202022IidtidLL式中，ω0为谐振角频率rrCL/1016当t≥t0时方程的解为：Z0为谐振阻抗当Uc0=0，IL0=I0时，可得到如下公式：)(sin)()(cos)()()(sin)(cos)()(00000000000000000ttIIZttUUUtuttZUUttIIItiLcddccdLL)](cos1[)()(sin)(000000ttUtuttZUItidcdLrrCLZ/017二、并联谐振电路工作原理如图7.3所示为一无阻尼并联谐振电路，它由电流源供电，电路的初始条件为：在t=t0时有Ic0和Uc0。状态变量为电感电流iL和电容电压Uc。其电路方程为当t≥t0时，上述两个方程的解为：dtdiLuIdtdUCiLrcdcrL)(cos)sin()()()()(cos)()(000000000000ttUttIIZtuttZUttIIIticLdccdLdLrrCL0rrCLZ018并联谐振电路的频率特性如图7.4所示。当负载为电阻只RL时，品质因数为由图7.4(b)可知，当负载只RL一定时，以Q为参变量，电路阻抗ZP是频率的函数。图7.4(c)所示，电压相角为θ＝θU–θi，它是频率的函数。当ωsω0时，电压超前电流，电路中以感性电流为主，电压相角接近于90°；当ωsω0时，容性阻抗小于感性阻抗，电压滞后于电流，电压相角θ接近于-90°。000ZRLRCRQLrLrL19三、软开关损耗1、典型的开关损耗图7.5给出了纯阻负载电路中自关断器件开关工作时的典型电压和电流及其相应的开关能量损耗波形。很显然，器件在工作过程中的损耗包括下面四部分：(1)断态损耗(漏电流引起的)P1；(2)通态损耗P2；(3)开通损耗Pon；(4)关断损耗Poff。20器件的总损耗为P=P1+P2+Pon+Poff而器件的开关损耗定义为Psw=Pon+Poff通常，器件的断态损耗可以忽略，其通态损耗为P2≈UonI(7.8)(7.9)(7.10)21若假定，在开关过程中器件的电压和电流按线性规律变化，同时在计算时忽略U。(通态压降)和漏电流，则器件的开通和关断损耗分别近似为Pon=fswUItonPoff=fswUItoff式中fsw为开关频率。式(7.11)和(7.12)表明，器件的开关损耗同开关频率fsw成正比。随开关频率增加，开关损耗将成为器件损耗的主要部分。(7.11)(7.12)222、Buck电路中器件的开关损耗对于典型的Buck电路，当负载电流保持恒定时，其电路可等值于图7.6。在Q管关断期间，负载电流I0。通过续流管D继续流通。现给Q管一个激励信号使其导通，D管中电流逐渐向Q管转移，因此在Q管电流上升期间，Q管上的电压必须保持在Ud而不下降，直到iQ=I0时，Q管上的电压才开始下降，如图7.7(a)所示。23同理分析，当已导通的Q管在撤除激励信号后，其上电压uQ必须首先从零开始上升，在Q管电压上升期间，Q管的电流iQ。维持在I0值，直到Q管上电压上升到Ud时，Q管中的电流iQ才开始下降，如图7.7(b)所示。24根据图7.7的波形，在线性假设条件下，器件的开通和关断损耗分别表示为Pon=fswUdI0tr(7.14)Poff=fswUdI0tf(7.15)比较式(7.12)和(7.14)以及式(7.13)和(7.15)可知，Buck电路中器件的开关损耗更为严重。25若I0=50A，Ud＝400V，tf=tr=0.5μs，fsw=20kHZ那么器件开关过程的瞬时峰值功率将达20kW，开通和关断的平均功率损耗为100W。其开关过程的动态轨迹如图7.8所示。因此，对于Buck电路，要进一步提高其脉宽调制频率到兆赫级，困难很大。在开关电路中，增设缓冲网络，虽然能进一步降低开关器件的开关损耗，但缓冲网络的损耗仍然存在。263、PWM逆变器的开关损耗图7.9为PWM逆变器的一个桥臂，开关V1产生的损耗包括漏电流损耗、电压降损耗和开关损耗。图7.10用来观察开关器件的动作波形。图7.10a从0-∞连续改变电阻Rv值，观察V1的开关动作，Rc表示导通时的电压降，RL表示关断时漏电流。对于电力半导体器件，一般稳态漏电流可以忽略。27开关动作时V1的电压和电流的波形如图7.10b所示。时刻V1触发导通，减小Rv，V1的电流随时间增大；到时刻，等于在期间，二极管电流从I减到零。以后，减小Rv，V1的电压变小时，Rv=0，导通结束。时刻，关断V1，增大Rv，V1的电压随时间增大。在时，等于电源电压E，VD2受正偏压。以后V1的电压等于电源电压，增大Rv，减小。在时刻，Rv=∞，电流I全部通过二极管VD2，关断结束。开关损耗的原因与器件的导通关断时间、二极管反向恢复时间、器件的极间电容及布线电感有关。28(1)导通关断时间开关消耗的瞬时功率Pa如图7.10c所示，峰值达EI。由开关引起的功率损耗为ts—导通时间和关断时间之和；f—开关频率，与器件的开关时间成反比。比如的器件，当f5kHz时，开关损耗不到输出峰值的1％，比导通损耗小。fEItPsa5.0sts229(2)二极管的反向恢复时间MOSFET是高速开关器件，器件本身的导通时间、关断时间引起的损耗可以忽略，如图7-10d所示，Rv可用理想开关替换。导通时，在二极管反向恢复期间，V1—VD2短路，V1的损耗明显增大。二极管的反向恢复时间与载流子寿命时间基本相等，V1增加的开关损耗为τ—极管的载流子寿命时间IfEPb30二极管对P的影响程度与电源电压及二极管的累积电荷成正比QD，通常是，在器件的导通时间ts上加上2τ即可。开关波形如图7-10b点划线所示，导通时产生的损耗大，如图7.10c所示。设二极管的反向恢复时间为l00ns，当f50kHz时，影响很大。使用ZCS可省掉这部分损耗。31(3)器件的极间电容进行高频ZCS动作，器件的极间电容Cs的充放电损耗不能不考虑。导通时的累积电荷Cs由Vl短路而消耗，产生的损耗用下式表示：(7.18)比如，E=200V，Cs=1000pF，f=500kHz，得P=10W。相应地，开关器件的额定电流就降低了这部分容量。采用ZVS可省去第(2)、(3)中的损耗。fECPsc22/132(4)布线电感开关动作时有几MHz以上的寄生振荡，导致EMI和高频损耗。复式谐振变流器(MRC)将布线电感作为谐振电感的一部分。器件产生开关损耗是由于导通或关断时器件上同时有电压和电流存在，即有电压和电流的重叠时间，如图7.10b虚线所示。导通时电流从开始增大，如果将延迟到之后的（电压为零），并将关断时电压开始上升的时刻延迟到，就不会发生开关损耗。33电压、电流的重叠时间靠器件自身是解决不了的。实现消除重叠时间或在重叠