未来无线通讯服务规划中无线电波传播机制的研究

未来无线通讯服务规划中无线电波传播机制的研究摘要：本文描述了新西兰奥克兰大学的无线电系统组的一个为了保证未来无线通信服务的无线电波传播模型研究项目。为了深入了解无线电在真实环境中的传播机制，无线电系统组将实施一个建筑物缩比模型的实测计划。正文：一介绍发展有效频谱使用成为全球无线移动通信化的迫切需求。有效地频谱共享是关键性问题，它要求对真实环境下无线电波传播机制的理解。了解这些机制有助于提供给系统规划者可靠有效并且具有稳定确定性基础的通道模型工具。为了识别有重要意义的传播机制，需要了解在预期操作环境中电波传播的电磁特性。一个在系统规划中有效的传播模型工具必须能提供关于所需输出参数值1的精准估计，并且需要自然环境的限制信息，此工具必须是计算效率比较高的。近年来，一些著作的文稿中出现了一些解析电磁方法。一些方法已经被采用，包括物理光学和射线方法。射线方法在陆地传播模型中的成功应用已有数年，但是此法在一些情况下不准确。许多替代方法（比如基于物理光学的）提供更好的精确度，但是这些方法会更复杂，需要大量计算，并且它们不是很适合一般性系统规划。可能没有某种电磁方法能提供完整的解决问题的办法，我们需要的是一种混合解决方法。本文阐述了关于将来无线通信服务中的确定传播模型的研究。在适当频率范围内，采用一种新颖的包含环境障碍比例模型特性的方法可以对理论模型进行验证。几种结果被提出来以说明此方法的通用性。二确定性传播模型直到十九世纪八十年代末期，在调度系统设计方面的传播模型发展有了一些经验基础。实验现场试验的大规模方案已经在世界范围内得到了实现。这些数据将被用于发展模型以协助规划者进行系统设计。可是有一点很明显：系统的规划需要对传播效应更深刻的理解。随着系统为了满足各种要求而变得越来越复杂，要求模型能更精准地反应与其操作环境的传播特性。经验模型涵括了一个给定环境下的所有重要效应，但如果将经验模型应用非其原始测量环境中的其它环境，就不那么可靠了。对环境进行主观分类如分为“城市”和“乡村”也不会改善这种情况。1988年的WalfischandBertoni的电磁模型著作中论述的多行建筑物中电磁传播模型改变了传播模型经验建模趋势。论述指出，通过场的传播可以假定了一个确定性的多衍射机制。这一贡献是显著的。获得的结果可以清楚地显示此机制是由代表性的，并且能说明在许多世界范围内的经验研究中观测到的路径损耗的第四定律距离依赖性。随后基于Vogler[8]最初提出的方法，桑德斯和博纳[2]的研究得到了相似的结果。差不多同一时候，奥克兰大学的无线电系统组用确定性电磁方法开始了一项有关建筑群环境下的建立传播模型的研究。在这项研究中，小组专心于评估使用基于射线的电磁方法（特别是在蜂窝传播模型中的[3-6]一致性绕射理论）的可行性。这项研究是为了鉴定模型在某些几何尺寸环境下的适用范围。比如，关于固定点的场强幅度的预测是一个与环境变量2有关、描述一系列多衍射屏传播的函数，见图1[5]。WalfischandBertoni,andSaundersandBonar的表达式给出了关于UTD的预测，并且当0.1时，UTD表达式会发散。如果0.1，射线表达式将不能充分描述传播过程（更多细节见文献[5]）。在上一阶段，我们看到了确定性电磁方法在未来无线系统工程中将起到重要作用，但是我们不清楚到底能发挥多大作用。在未来传播建模中射线方法明显是一种候选方法，但是众所周知它们在某些情况下不是很精准[5]。而且有一点很明确：没有具体的电磁方法将提供一个统一的解决方案，相反混合模式将越来越受青睐。这种模型要做到在仅有很少的实际环境信息情况下提供关于所需规划参数的准确预测，并且此模型要能够高效地实现。为了保证预测精准度，电磁模型要能够精准地描述真实环境中的无线电传播过程。原则上通过对比模型的预测值和实测值，模型的精准度能得到验证。可是真实环境的实测值完全符合预测值比较难，因为消除不想要的散射效应几乎是不可能的。一种新型的替代方案是建立缩比的单独的环境障碍，并且一定的传播范围和对应比例的频率下研究它们的散射特性。这一方法在英国伯明翰大学已取得一定进展，目前奥克兰大学无线系统小组也正在研究此法。三缩比传播模型以及机制验证在迄今为止的研究方案中，一些基本的传播方案已经被验证，并且相应的综合性3的基于射线的电磁模型也有所发展。这些基本方案物理上是简单的，尽管存在于真实环境中的物理复杂度没有被代表，但主流机制接收到的信号特性（以及那些系统规划者感兴趣的参数比如平均面积，当地平均变化度和传播延迟）是相类似的。因此，简化的传播模型（指能够被用于得到要求规划参数估计值的模型）能够从综合模型中提取主要成分而得到。这些机械模型将代表发生在给定情况下的主要影响，这些影响是保持一个稳定的确定性基础。为了评估一个综合性模型的精准度，一个缩比的传播模型设施已经建立，见图2。这设施包括了(i)一个传播范围（一个带有铝制地板的半电波暗室）和(ii)一个微波测量系统。这个系统由一个矢量网络分析仪（惠普HP8510C）和相关的波导以及如图3所示的数据采集硬件。如配置所示，这个系统能够实现在频率范围8.2GHz到12.4GHz4下的扫频的复数幅度测量。随后这些数据可以用来估计被研究方案的脉冲响应（使用网络分析仪时域选项）。四结果A个案研究A---“双射线”方案为了评估设施的表现，一个简单的双射线方案（如图4）已经被彻底地测量过。在此方案中，发射天线口径被安放在距离地面米处。接收天线口径处于与发射天线相隔水平距离米处，并且接收天线的高度为米。在图4的几何体中，两个主要成分能够被识别，即直接分量；地板反射分量。这一点可以在接受功率的表达式上体现出来：长度以及长度（单位：米）分别是直接分量的路径长度和地板反射分量的路径长度。是发射功率并且是波数。在这个表达式的推导中，我们假定了发射天线是各项同性的6。为了具体说明此模型的性能，考虑这么一个实验：设定，，。扫描频率f范围从8.2GHz到12.4GHz。路径增益值作为一个与频率有关的函数如图5所示。直接分量和地面反射分量两者间随频率变化而变化的相加干涉效果和相抵干涉效果可以从图中看出。图4中几何体相应的时域相应见图5。直接分量和地面反射分量能够在5.1ns和6.2ns处被清晰地看到。（这结果非常符合5.1ns和6.2ns处的理论延迟值）延迟大于或等于19ns的更小分量也是一个证明，并且此分量被认为是由此范围内的天花板反射所造成的。这些分量影响着图5（a）频率响应中的波纹噪声值。尽管它没有在图5（a）中显示出来，但HP8510C的时域选通设施已经被显示出在抑制这些多余成分方面很有效。B个案研究B---“半街”方案选择“半街”方案作为下一个合理方案进行研究。此方案的几何体与“双射线”方案的几何体完全相同，除了在单侧加入了一个障碍----一个平的矩形铝墙。此障碍高宽，被放置在以发射天线为原点的坐标处，见图6。此次分析考虑了7个分量，即（1）直接分量；（2）地板反射分量；（3）单侧障碍物反射分量；（4）单侧障碍物/地板反射分量；（5）左边缘绕射分量；（6）右边缘绕射分量；（7）顶处绕射分量。各种分量的复数幅度可以通过基于计算机的射线跟踪工具进行计算。设，，，，，，，这些参数的实验已被研究。扫描频率f范围是从8.2GHz到12.4GHz。与频率有关的路径增益函数如图7（a）所示，图中还有实测结果（通过HP8510C网络分析仪0到15ns的选通功能得到的）。如图所示理论值和实测值吻合得很好，特别是在低频时。在高频时出现的轻微频率偏移可以认为是由于在传播范围内障碍的安放位置误差造成的。图6中几何体相应的时域响应可以在图7（b）中看到。直接分量，地板反射分量，单侧障碍反射分量，单侧障碍物/地板反射分量，分别能够在8.5ns，9.2ns，10.9ns，11.5ns处被清楚地看到。（这些结果与在8.5ns，9.2ns，10.9ns，11.5ns处的理论值符合得较好）。可以注意到，单侧障碍反射分量和单侧障碍物/地板反射分量的幅度减小了，这很大程度上是由口径天线的H面射线宽度的有限性造成的。直接分量和地面反射分量占整体接收到的信号的主要部分。由于它俩的不相关性，此处某点平均值的机械性估计可以由对两个分量功率简单地求和而得到。由于本案例研究已经考虑了静态情况，得到的结果也并不奇怪。如果接收天线相对发射天线移动的话，更复杂的结果也是可以预测的。比如，将接收天线移动到光源的阴影区域会导致绕射分量成为主要模式。本文中提到的这个项目中所采用的方法可以鉴定何时工作模式发生了变化。五结论很大程度上，早期的无线系统（比如调度系统和宏蜂窝系统）是可以通过以经验为基础的传播模型工具进行规划的。由于频谱的有效利用率正变得越来越重要，传播机理需要更深入的研究。经验模型工具始终在规划过程中发挥作用。如果未来无线系统要全面发挥其潜能的话，确定性传播模型方法可能是必需的。在本文中论述的这种模型方法能够提供对传播机制更深入的理解。这种理解来自于电磁方程的发展，也来自于随后在时域和频域条件下对缩比建筑模型测量结果的实验验证的发展。从系统的角度来看，源自对传播机制理解的机械性的电磁解决方法是有潜力为丰富未来无线系统规划者的设计工具库而做出贡献的。注释：1、典型的参数包括，该区域的平均值，该区域的平均变化值和传播延迟。2、是与入射场和屏幕之间的仰角角度成正比的。3、这些基于射线的模型是全面的，因为它们在所有给定情况下的所有重要射线路径其主要作用。模型的接收信号功率是通过这些分量的矢量叠加而得到。4、这个频率范围对应于缩比模型缩小了10倍（相对在1GHz对“真实的”系统进行操作）。5、本文中所有试验用到的都是开路波导口径天线。6、频率结果被用来估算发射口径天线和接收口径天线的等效增益。预测方程（1）中的增益值（dB）与实验结果中的增益值之间的差值的一半等于等效增益，计算得到其值为6.3dBi，修正后的结果显示在图5（a）中。