基于串联型电压自动电压调节器与交流斩波补偿器

基于交流斩波器电压补偿的自动电压调节器摘要：本文提出了基于AC斩波器电压补偿的自动电压调节器（AVR）。所提出的AVR由脉冲宽度调制（PWM）交流斩波器和电压补偿变换器组成。交流斩波器的切换问题由开关模式进行解决，交流斩波器在没有斩波器的情况下直接进行AC-AC功率转换，所以减少了AVR的体积和成本。交流斩波器仅仅补偿所需的电压，所以降低了开关的切换频率和损耗。使用旁路开关，使得所提出的AVR不仅可以补偿电压暂降同时也补偿输入电压。实验结果验证了所提出的AVR能够快速补偿电压跌落和输入电压的过剩。1引言自动电压调节器（AVR），是一种被称为线路调节器的装置，它能自动地调节输出电压。电源线干扰可能会导致敏感的设备产生严重问题，如计算机，通讯设备和过程控制系统[1]。与增加使用敏感设备相比，电压骤降和膨胀在今天所面临的工业客户中已被确定为重要的电能质量问题。以提高敏感设备的可靠性，解决功率质量问题，特别是电压跌落和膨胀的许多方法已被提出。动态电压恢复（DVR）与直流母线电容相连的有关报道，用以保护敏感负载免受电压跌落和膨胀[2-5]。但是，在DVR的功率转换器提供了间接的AC-AC功率转换，这意味着有如下可能的缺点：如在功率半导体器件的多个设备的计数中，相比直接AC-AC电源转换会有更多损失和较低的效率。此外，该直流链路电容器作为能量存储元件，由于它的尺寸和维修问题而成为一个难题[3]。为了克服这些缺点，在AVR基于脉冲宽度调制（PWM）的交流斩波器，也被称为矩阵转换器，可以考虑实现直接AC-AC电源转换。AVR单片机的基础上与交流斩波电压串联补偿模型框图如图1所示。交流斩波器是基于一个变压器输出电压补偿降压转换器的配置。输入电压被分成几部分，并且输出电压是通过控制占空比决定。然而，大多数标准交流斩波器需要有换向问题和复杂性的控制电路的双向开关。换向问题导致高电压尖峰，这就限制了额定功率。开关的换向是关键的，当电流路径被改变，必须提供一个替代它的电流路径。此替代的电流路径是使用额外的双向开关或缓冲器来实现的[6]。然而，这些拓扑结构的实现是很困难和昂贵的。此外，该开关的电压应力也很高，所以使得AVR的可靠性降低。因此交流斩波没有换向的问题[11-13]和针对该AC斩波器已经被提出[14-15]。然而，这些AVR单片机只能补偿电压跌落，而不是降低电压骤升。因此，已经提出的AVR，其能够补偿无串联的变压器[16-19]。这些AVR单片机可以弥补这两个电压的骤降和提升。然而，这些AVR单片机处理系统功率容量的100％。因此，这些AVR系列有较高的电压和开关的电流应力与用一系列变压器补偿的补偿器，用于和补偿的AVR比较。几个转换器拓扑结构，在[20]提出。这些拓扑结构是由一个直接的AC-AC转换器和变压器的串联电压补偿。然而，这些拓扑结构有许多开关装置和复杂的电源电路。在本文中，在基于与交流斩波系列电压补偿AVR的建议下。建议由AVR的交流斩波器和变压器串联电压补偿。交流斩波器仅仅补偿所需要的电压，所以开关具有降低额定值和应力。使用旁路开关，使得所提出的AVR可以为电压骤降同时也为输入电压的电压膨胀补偿。实验结果验证所提出的AVR快速补偿电压跌落和输入电压的膨胀。图1基于串联电压补偿AVR的模型框图2提出的AVR的工作原理2.1建议中的AVR的说明所提出的AVR的电源电路示于图2，补偿电压V是由其用于共同补偿的单相降压交流斩波器生成。S1，S2，S3和S4是AVR单片机的开关。T是一个变压器，以补偿输入电压Vi和稳定的输出电压V0。NP1和NP2是初级绕组的匝数，其中，NP1NP2和NS是次级绕组的匝数。初级绕组的变压器具有中心抽头。滤波电容器电压VC通过T被转化成VC0，VR是斩波调制电压和VL是电感的电压。AVR的系统使用的PWM控制器产生和调制的PWM信号，并且控制AC斩波器的输出端。在拟议的AVR中使用的交流斩波器的电路示于图3。这种交流斩波由四个开关，一个电感器和电容器构成。输出电压可以由斩波脉冲的占空比来控制。低通滤波器用于过滤的交流斩波器的输出的谐波分量。L是滤波器的电感，C为滤波电容，RL是交流斩波器的等效电阻。由于存储在电感中的能量，直流缓冲器CB被直接添加到功率半导体开关和吸收的能量。交流斩波器提供直AC-AC转换而不能量存储元件，例如一个平滑电抗器或平滑电容器。因此，AVR的尺寸和成本降低。交流斩波器补偿只能从所需电压的偏差，所以交换机降低了评分和应力有了AVRS技术的比较处理系统功率容量的100％。图2提出的AVR的电源电路图3在提出的AVR中所采用的PWM交流斩波器的电源电路在图2中Sb1和Sb2被用作旁路开关，它是三端双向可控硅或备份到后端连接的晶闸管和它们允许的双向电流流动。如果短路出现在AVR，大电流在补偿变压器的初级产生，从而影响对AVR的动作。这样大的电流流过斩波器和可破坏斩波因为初级绕组补偿变压器的不能在开放电路进行操作。因此，在AVR可能遭受严重的损害。由于这些原因，旁路开关必须提供。当发生短路时，旁路开关由旁路电路进行所述变压器的次级电流。因此，短路电流循环通过旁路开关。使用旁路开关，使得所提出的AVR可以补偿电压跌落也为输入电压的膨胀补偿。当检测到跌落时，AVR的电压暂降的条件下运行。下的电压跌落状态，Sb1接通和Sb2被关闭。此时，补偿电压VCO是同相输入电压。然后，VCO被添加到输入电压，所以对AVR可以补偿电压骤降。当检测到的膨胀性，AVR的电压溶胀条件下工作。下的电压-溶胀条件，Sb1被关闭和Sb2被接通。此时，补偿电压V变为共同的输入电压反相。然后，VCO从输入电压中减去，从而对AVR可以补偿电压膨胀。2.2建议中的AVR的操作模式输出电压是通过改变驱动信号的占空比来控制。的切换模式是由在AVR输入电压的极性决定的，各开关的驱动信号示于图4。图4驱动开关的信号td为死区时间为安全换流，Ts为开关周期，D为S1和S2的占空比。驱动信号的开关模式示于表1：在输入电压的正半周期，开关S2和S4是设定为导通，并且开关S1和S3被进行PWM驱动。在输入电压的负半周期中，开关S1和S3被设置为导通，而开关S2和S4通过PWM驱动。如果所有的交换机上发生短路时，如果关闭所有开关，电压尖峰损坏在AVR的开关。因此，一个开关周期具有一个死区时间，以防止开关的电流尖峰。在同一时间，在开关周期建立对所述电感器的电流通路，以避免电压尖峰安全换向两个开关被设定为导通，两个开关由PWM期间输入电压的半周期驱动。因此，与具有由PWM驱动四个开关的AVR相比，开关损耗降低。所提出的AVR的动作波形示于图5：图5提出的AVR的工作波形a在电压骤降的情况下b在电压膨胀的情况下其示出了输入电压，开关的驱动信号，斩波器调制的电压，补偿电压和输出电压。根据所述电压暂降的条件下，VCO是同相输入电压，如图5a所示下的电压-溶胀条件下，VCO变成与输入电压反相，如图5b所示。所提出的AVR具有在一个开关周期四种操作模式，如图4中的电压暂降的条件下每个操作模式下的等效电路示于图6，在图6中，粗线表示可能的电流通过和Z0是负载阻抗。Sb1接通和Sb2上，在此条件下被关闭。模式1[T0，T1]：该模式是指当开关S1和S2被导通，如图4所示，电感电流iL进行到S1和整个第2二极管时为iL0，如在图6a中所示。电感器电流iL进行到S2和跨越第1二极管为iL0，如图6b所示。所以，iL进行通过输入和输出端，该输出电感电压VL可以被写入提供能量如下当输入电压高于Vc，电流通过电感增加，电感的能量在这种模式下被充电。模式2[T1，T2]：该模式被定义为开关的死区时间，并且是安全的换向重要的是，如图所示4，当VL0时，该模式被定义为开关S1和S3的死区时间，如图所示4a。开关S2和S4被开启安全换向.如果iL0时，iL是通过输出端使用横跨S3S4和二极管旁路，如图所示6C。如果iL0时，iL是通过输出端使用横跨S1S2和二极管旁路，如图所示6d。当Vi0时，该模式被定义为开关S2和S4的死区时间，如图所示图4b。开关S1和S3被接通安全换向。如果IL0时，iL是通过输出端使用跨越第4章第3和二极管旁路，如图所示6e。如果iL0时iL是通过输出端使用横跨S2S1和二极管旁路如图所示。因此，电感器电流的电流路径在该模式下总是存在于每一个电流的方向。模式3[T2，T3]：该模式是指当开关S3和S4被开启，如图所示4，该模式是互补的模式1的电感器电流iL进行至S4和跨越第3二极管为iL0时，如图6g所示。电感器电流iL进行到S3和跨越第4二极管为iL0，如图6h所示。图6电压骤降条件下提出的AVR的操作模式a模式1iL0时b模式2Vi0且iL0时c模式3Vi0且iL0时d模式4iL0时因此，iL续流至S3和S4。在这种模式下，电感器电压可以写成如下:因此，电流通过电感减小，并且储存在电感L中的能量进行放电。模式4[T3T4]：这个模式的说明被省略，因为模式4的操作是类似的模式2的操作，在这些切换模式时，短路不被所述死区时间生成的。此外，对电感器电流的电流路径总是存在的任何电流方向。由此，换向问题是由这些开关模式.在电压溶胀条件解决时，操作模式类似，只是旁路开关Sb1被关闭和Sb2接通的电压跌落状态。因此，对这种情况进行说明的被省略了。3理论分析3.1稳态分析图7提出的AVR的等效电路a在电压骤降的情况下b在电压膨胀的情况下图7示出了一个电路，它等效于所提出的AVR。死区时间被忽略了分析。滤波电感L和电容C被设计成满足以下的条件：其中V=2πf是角线频率，n为变压器匝数比NS/NP=NS/NP1=NS/NP2。从这种情况，下面的情况也被满足：这种情况一般是在满足实用滤波器设计。平均斩波器调制的电压VR被获得作为因此，在一个开关周期Ts平均方程如下得到根据电压跌落状态（6）和（7）的转换如下代（9）代入（8），可以得到下面的微分方程从（10），该传递函数可求得因此，总的电压增益被获得作为用（3）中，总电压增益简化为使用（4）中，电压暂降条件下的理想的总电压增益简化为同样地，电压骤升条件下的总电压增益获得然后，总的电压增益简化为3.2匝数比的设计方程变压器的匝数比决定于最大变化范围的输入电压。所需的匝数比是基于所述补偿电压的百分比,补偿电压的百分数被定义为:其中Vimin和Vnom分别为是允许的最小输入电压和额定线电压,设计匝数比的方程可表示为:3.3电感电流和电容的纹波电压电感器电流iL的脉动可以推导:其中fS为开关频率。因而，电感器可以由开关频率，纹波电流和占空比决定。电容器电压的脉动推导是:因此，电容器可以通过开关来确定频率，纹波电压和纹波电流。4实验结果为了验证图2所提出的AVR的性能，硬件电路实施。建议中的AVR的评级是专为3千伏安，用3kVA的60赫兹和220伏额定输入/输出电压来实验。开关频率被确定为15kHz和死区时间为2毫秒。负载为纯阻性负载。用于实验的AVR其它参数给出如下：图8提出的AVR的实验波形输入电压Vi和输入电流iL的实验波形示于图8a中。输入电压和电流是已知的近正弦波。输出电压V0和输出电流io示于图图8b。输出电压和电流接近正弦波和输出电压的调节带220V的斩波调制电压VR和电感器电流iL示于图8c中。输入电压Vi的实验波形，驱动器，开关S1的信号，并驱动开关S2的信号示于图9a。开关S3和S4的输入电压Vi和驱动信号示于图9b。图9输入电压和驱动器的实验波形信号需要注意的是，输入电压的正半周期期间，开关S2和S4是设定为导通，并且开关S1和S3被按照一个恒定的占空比操作。另一方面，在输入电压的负半周期期间，开关S1和S3被设置为导通，并且开关S2和S4是根据一个恒定的占空比操作。当输入电压具有25％的降落，输入电压和输出电压波形示于图10a，输出电压变为所期望的220伏范围内的半周期所建议的AVR。当输入电压具有25％的提升，输入电压和输出电压波形示于图10b，输出电压变为所希