光伏并网系统DCDC全桥软开关变换器的研究

东营变频器维修引言目前并网逆变器市场上大多采用工频隔离型并网逆变器，由于工频变压器会使系统效率变低、体积大、成本高等缺点，近年来，高频隔离型并网逆变器也逐渐成为研究热点;但是逆变器的高频化会带来高电磁干扰(EMI)和高开关损耗，同时考虑到光伏并网系统作为大功率系统的应用，因此移相全桥软开关变换器(FB-ZVZCS)很适用于光伏并网中的DC/DC环节。现阶段，实现FB-ZVZCS的方法有很多，主要有滞后桥臂串阻塞二极管、原边串饱和电抗器，副边有源钳位等等;文献提出了一种副边无源钳位的ZVZCS变换器，本文结合光伏逆变器的特点并从电路结构简单、占空比丢失小、副边整流二极管寄生振荡小、效率高的角度出发，采用无源钳位的ZVZCS变换器作为光伏升压移相全桥DC/DC变换器。1原理分析及实现软开关的条件1.1原理分析图1为无源钳位的ZVZCS全桥变换器，该电路中超前桥臂通过并联在两个开关管V1和V3上电容的C1和C3来实现零电压开关。而实现滞后桥臂零电流开关，是在续流期间通过钳位电容Cc上的电压反射到漏感Lr上，使得原边电流迅速下降来实现的。东营变频器维修为简化电路分析，先作如下假设：所有元件都是理想的;输出滤波电容很大，可近似为电压源，输出滤波电感很大，可近似为电流源;电容C1=C3=Cr,变压器匝数比为N1/N2=1/k,输入电压为Uin,输出电压为U0.在半个周期中，变换器一共有8种工作状态，各阶段主要波形如图2所示;模式1[t0~t1]t0时刻，V1开通，由于变压器漏感Lr的存在，原边电流不会发生突变，V4零电流开通，如图2所示。电压Uin作用于漏感Lr,原边电流Ip为：模式2[t1~t2]t1时刻，整流二极管VD2、VD3反向关断，VD2、VD3两端的反压等于U0,无源钳位电路开始工作，通过Cc和D2给Cf充电，钳位电容Cc两端电压升高。这段时间内有：模式3[t2~t3]t2时刻，二极管D2关断，整流二极管VD2和VD3承受nUin电压，原边电流nI0,在这段时间内，变换器经变压器向负载提供能量，Cc上电压充至UCc(t2)=Uin-U0/2n并保持不变。模式4[t3~t4]t3时刻，V1关断，由于并联C1,V1实现了ZVS关断，电容C1开始充电，C3开始放电。模式5[t4~t5]在t4时刻，钳位二极管D1开始工作，原边不足以向副边提供能量，Cc通过Lf、Cf、D1开始向负载提供能量，同时C1继续充电、C3放电至t5时刻。模式6[t5~t6]t5时刻，C3放电完毕，续流二极管D3开始导通，为V3实现零电压开通提供了条件。V4处于续流状态，此时原边电流迅速下降，负载电流主要由钳位电容Cc提供，流过Cc的电流增大，在t6时刻原边电流减小为零，此时Cc的电流值达到最大。模式7[t6~t6]t6时刻，原边电流为零，负载电流全部由钳位电容Cc提供，整流二极管两端承受的反压随钳位电容Cc的放电下降。模式8[t7~t8]t7时刻，钳位电容Cc中的能量被全部释放，整流二极管VD1~VD4开始续流，变压器原边电流为零并且保持。在t8时刻关断V4,实现了零电流关断并结束前半个周期的换流;下一个时刻，V2零电流开通，开始进入下半个周期的循环，工作模式和上述分析基本相同。1.2实现软开关的条件东营变频器维修超前臂实觋ZVS条件为实现零电压开关，要求要有足够的能量来使得同一桥臂开关管两端并联的电容充、放电，从而让即将开通的开关管的反并联二极管自然导通。所以要实现超前桥臂的零电压开关，需要在开关管导通和关断之前将电容C1和C3上的电荷抽走。根据模式4可得到最小死区时间。Td(C1+C2)Uin/2nI0(3)1.2.2滞后臂实现ZCS条件变压器漏感Lr的大小是以能实现滞后桥臂ZCS为前提的，假设滞后臂开关管的开通时间为ton,要实现ZCS需要(t1-t0)》ton,则根据工作模式1可得：Lr=Uint/Ip(t)≥Uin(t1-t0)/2nI0≥Uinton/2nI0(4)2关键参数的设计变换器采用了移相控制，超前臂两开关管互补180°导通，两开关管驱动信号之间设置一定死区，滞后臂设置与超前臂相同，只是在相位上有一定的滞后，滞后角度反映了有效占空比的大小。设计步骤如下：(1)设置两对桥臂的死区时间Td;(2)设置占空比D,计算匝比k;(3)根据式(1)算出谐振电感Lr,根据式(2)求出钳位电容Cc;3仿真研究为了检验上述分析，采用matlab仿真软件对无源钳位的ZVZCS全桥变换器进行开环仿真(如图3所示)，根据以上分析，设计电路参数为：输入电压Uin=36V,输出Uo=400V,输出功率Po=1000W,移相角30°，开关管频率fs=20kHz,输出滤波电容Cf=100μF,输出滤波电感Lf=3mH,超前桥臂开关管并联电容C1=C3=0.2μF,输入滤波电容Cin=1000μF,谐振电感Lr=0.36μH,钳位电容Cc=100nF,仿真结果如下：东营变频器维修图3为超前臂G1的管压降和驱动波形;在G1导通之前VDS1下降为零，在G1关断之前，VDS1保持为零，因此超前臂实现了ZVS.图4为滞后臂G3的驱动电压和流过G3电流波形;在G3开通之前，Ip电流保持为0,在G3关断之前Ip电流下降为0,滞后臂实现了ZCS.图5为变压器原、副边的电压波形;原边与副边的占空比存在差异，副边电压上升比原边电压上升略微滞后，这是由变压器原边漏感Lr造成的;而在电压下降时副边电压也滞后于原边电压，这是由无源钳位电路所造成;总体来看，较传统的ZVS变换器器占空比丢失有所减小。图6是副边整流二极管电压、电流波形，经过计算二极管电压尖峰理论值为535V,实际副边尖峰电压约540V,二极管电流尖峰理论值5.1A,实际电流尖峰5.4A较传统的ZVS变换器尖峰明显减小。图7是负载R输出电压、电流波形，由仿真图可以看出，输出电压最终稳定在400V左右，输出电流最终接近2.5A,输出功率Po=1000W.4结束语本文结合光伏并网逆变器的特点介绍了一种无源钳位的ZVZCS变换器，此变换器较好地实现了超前臂的ZVS、滞后桥臂ZVS,降低了系统的损耗;且原副边占空比丢失较传统的ZVS变换器有所减小，副边整流二极管的寄生振荡基本得到消除;设计了一套1kW的参数，通过matlab软件仿真初步验证了此变换器的正确性和可行性。