MOST驱动

智能车MOSFET电机驱动BJT和MOS管的开关特性前段时间，以为同学给我说，他用单片机做了一个简单的LED台灯，用PWM的方式控灯的亮度，但是发现BJT总是很烫。他的电路图如图1所示。我问他：3V时LED的发光电流多大，他说十几道二十毫安左右。我问他电阻多大。他说10K。于是我笑笑的说：“你把电阻改小一点就好了”。于是他回去一试，用了1k的电阻，就没有问题了。但是为什么要这么做?一、BJT和MOSFET的开关特性讨论在电子设计与制作中，双极性晶体管（BJT）和MOSFET是用的最多的有源器件。考虑到多数的情况(分立元件)下。这两种器件在现代电子电路中用作开关器件，而恰好相反的是，我们大多数的教科书却着重于介绍这两种器件的放大性能。所以在这我主要讨论一下这两种器件的开关特性和应用。大多数人的应该有这么一个概念：BJT为电流控制器件，MOSFET为电压控制器件。至于为什么这么说。通过以下的介绍，你可能会有很清晰的认识。首先我们讨论MOS管的开关的相关理论和基本应用。关于MOSFET的讨论下面讨论MOSFET.很多初学者对于这种器件是相当陌生的。先为大家介绍我遇到的一个案例。曾经有个同学刚刚接触机器人。他试图用MOSFET驱动机器人上的电机。当时他给我是这样的描述。不管单片机输入的是PWM波还是高电平信号，电机转速都很慢，并且MOSFET很烫，最终烧坏。当我们看到图5时，我立刻明白，出现上述问题是因为他对功率MOSFET基本上没有概念，在他看来，似乎和BJT的使用方法一样。为了了解MOSFET，我们很有必要先掌握一些理论知识。这里讨论增强型的MOSFET。并以N沟道器件为例。对于分立增强型的MOSFET，衬底一般和源极接到到一起，且栅极和衬底为氧化层，实际上是一层绝缘体。所以，栅极之间的电阻非常大，静态时，几乎所有电流流入栅极。这一点应该是大多数人都知道的。如图6所示，给MOSFET的漏源之间加上正偏电压，当栅源电压Ui增强到一定值（即阈值电压Vth）时，开始有电流Id流入漏极。随着Ui的继续增加，Id增大，RL上承受的电压也随之增大。当UI足够大时，RL上承受几乎所有的电源电压。Id也达到一定的值而不再增加。此时MOSFET进入线性区，漏源之间有一个较小的压降。但需要注意的是，这个压价和BJT饱和压降不同，这个压降不是一个固定值，而是漏源之间的电流Id呈正相关（几乎是线性）关系。这个电压可以这样计算：VDD（on）=Id*Ron。其中，Ron为导通电阻，使我们在MOSFET的数据手册中常见的一个参数。它表征着MOSFET的套筒损耗。从上面的分析可以得知。MOSFET作为开关时，我们只要在栅源之间加一个足够大的电压，MOSFET就能充分导通。此时，MOSFET上的压降为漏源电流与导通电阻之间的乘积。不同功率的MOSFET，要求的栅源电压不同。对于常见的TO220，TO252封装的MOSFET，通常取值是10-15V，对于SOP8，和SOT23等封装的低压MOSFET，这个值可以取得低一点。一般的数据手册会给出导通电阻随栅源电压的变化曲线。我们可以从数据手册中不难看书，在VGS较小时，Ron并不是一个常数，而是随着Id的增加而增大。原因就在于我们前边提到的，讨论导通电阻Ron时，应当使得MOSFET充分导通。漏源电流越大，使得MOSFET充分导通将会变得越困难。因为要求的栅源电压越高。所以，当栅源电压不是足够大时，MOSFET并没有充分导通，MOSFET并没有进入线性区，所以导通电阻也就会同时依赖于漏源电压。那大家又会问，如图5所示的电路，把MOSFET改为低阈值的器件是不是就没有问题了呢？这也不一定，因为至此，我们还没有涉及MOSFET驱动电压应该怎么加的问题。前面我们说的栅源之间的电阻大道几乎是绝缘体的电阻。那么栅源电阻Rg的取值很大或者很小应该都没有问题。而事实上，当对开关速度没有要求是，确实是这样的。对于一般的MOSFET，Rg的取值从几欧姆到上兆欧姆都是可以正常开启的。。图5案例如果不需要PWM调速或者PWM频率很低时，把IRF540换成低阈值的MOSFET的话，或许正常工作时没有问题的。但是我们应该都清楚。MOSFET的栅极和漏极之间都是介质层。因此栅源和栅漏之间必然存在一个寄生电容Cgs和Cgd,沟道未形成时，漏源之间也有一个寄生电容Cds，所有考虑到寄生电容时，MOSFET的等效电路就成了图9的样子了。但是我们从MOSFET的数据手册中一看看不到这3个参数，手册给出的参数一般是CissCoss和Crss他们与Cgs和Cgd,Cds的关系如下：Ciss=Cgs+Cgd(Cds短路时).Coss=Cds+CgdCrss=Cgd下面看一下这些寄生电容参数是如何影响开关速度的。如图10所示，当驱动信号Ui到来的一瞬间，由于MOSFET处于关断状态。此时Cgs和Cgd上的电压分别为Ugs=0,Ugd=-Vdd,Cgs和Cgd上的电荷量分别为VTgs=0，Vgd=Ugd*Cgd=Vdd*Cgd.接下来。Ui通过Rg对Cgs充电。Ugs逐渐升高（这个过程中，随着Ugs升高，也会伴随着Cgd的放电，但是由于Vdd远大于Ugs，Cgd不会导致栅电流的明显增加）当Ugs达到阈值电压时，开始有电流通过MOSFET（事实上，当Ugs还没有达到阈值电压的时候，已经有微小电流通过MOSFET了），MOSFET上承受的压降由原来的Vdd开始减小，Cgd上的电压也会随之减小。那么也就伴随着Cgd的放电。由于Cgd的电荷量VTgd=Vdd*Cgd较大，所以放电的时间较长。在放电时间期间，栅极电流基本上用于Cgd的放电。，因此栅源电压的增加变得缓慢。充电完成后，Ui通过Rg继续对Cgs和Cgd充电（因为此时MOSFET已经充分导通，相当于Cgs和Cgd并联），直到栅源电压达到Ui,开启过程至此完成。同时，不难发现，当Rg越大，寄生电容的充电时间越长。显然，Rg太大时，MOSFET不能在短时间内充分导通。在高速开关应用中，这个阻值一般去几欧姆至几十欧姆（像D类功放，开关电源），即使在低速状态下，Rg也不宜取得太大。因为过大的Rg,会延长电容的充电时间，也就是MOSFET从关断到充分导通的过度时间。这段时间内，MOSFET处于饱和状态（放大区），管子将同时承受较大的电压和电流，从而引起较大的功耗。但是Rg如果取得太小或者直接短路的话，在驱动电压到来得一瞬间，由于寄生电容上的电压为0，前级需要流过一个很大的电流，造成对前级驱动电路的冲击。补充内容(2012-12-719:21):部分内容在后面。由于分次输入。所以不在一个，界面，给大家带来不便，还请谅解。图1.jpg(32.04KB,下载次数:7)图1现在我们应该很清楚图5案例中的错误之处了。第一单片机输出的电压不足以使得IRF540这种管子充分导通。因此图中的管子不是开关，而更像是一个放大器。第二,单片机的I/O输出能力不能满足PWM情况下导通速度的要求。即使换成低阈值的MOSFET,开启和关断的时间太长，MOSFET在这个过渡阶段同样需要承受很大的功耗。图12所示为高速开关应用中常见的MOSFET驱动电路，以一对互补的BJT构成射随器的形式满足驱动电流的要求。其中VT1用于开启式对寄生电容的充电，VT2用于关断时对寄生电容的放电。有时候，我们需要更快的关断速度，通常在栅极电阻R1上并联一个快恢复二极管，这样的话，放电回路经经过这个二极管而不是电阻，这样一个电路用到前面的情况下就没有问题了。而在实际应用中，我们通常还会在MOSFET的栅源之间并联一个几千欧姆到上百千欧姆的电阻，如图13中的R2所示。这是为了在输入栅源电压不正确的时（前级驱动电路失效），防止MOSFET处于非理性状态。我们可以做这样一个实验：连接如图14所示的电路，我们会发现，即使栅极悬空，LED也会发光，这说明，栅源之间出现了高于阈值的电压。产生这一电压的原因是寄生电容上的残留电荷，但又不足以使MOSFET充分导通。结果是MOSFET工作在放大区（饱和区），管子承受很大的功耗，从而造成期间的损坏。这种现象更容易发生在低阈值的电压的MOSFET中。为了防止这种情况发生，往往通过栅源间并联电阻泄放寄生电容上的残留电荷。图5图6图10图12图132012-12-719:09:37上传下载附件(45.13KB)图14图14总所周知，用MOS管自己搭建电机驱动，一方面驱动电流大，比如IRF3205驱动电流高达110A，在一般情况下，都只是微热。而像现在驱动能力较强的，BTN7971，在车子跑起来的过程中，一旦制动或者突然反转，都会造成严重的发热。而且驱动能力都还达不到，3205的电流。所以分立的MOS管，具有明显的有事。但是参考几年的比赛规则，如果光电D车，采用MOS管，会有多达至少8个的MOS管，明显不是很合理，会占用很多的空间。所以建议采用BTN7971.浏览完很多车队的MOS管驱动电路。要不就是很模糊。要不就是不会给出关键部分。览遍大神杰作之后。发现最好的MOS管驱动。讲得最详细，开源程度最高的飞思卡尔报告，还要属北科的。下面给出北科的资料。具体部分就请大家自己分析了。