Boost型ZVT电路参数计算

Boost型ZVT-PWM高功率因数软开关变换电路2.3.1电路原理图及工作波形图从2-2章节我们可以知道，本文采用单相有源高功率因数校正电路，所选用的变换器为BoostZVT-PWM变换器，其电路原理图及工作波形图如图2-3和图2-4所示[5]。CrTrLDD1LrTr1COROIsVac图2-3Boost型ZVT-PWM变换器主电路T0T1T2T3T4T5T6T0VoIsVoIsvgTrTr1vdsidsiLrvDiD图2-4Boost型ZVT-PWM变换器一周期主要电量波形2.3.2Boost型ZVT-PWM变换器工作原理设tT0时，Tr和Tr1均关断，D导通。一周期可分七种运行方式，如图2-5所示[4]：模式时间段1234567特征T0～T1T2T1～T2～T3T3～T4T4～T5T5～T6T6～T0iLr线形上升谐振ZV开通iLr下降ids恒流Cr线形充电续流Troffoffoff→onononoffoffTr1ononon0offoffoffoffVds0V0下降到00上升到V0V0ids00＜0上升到IsIs00图2-5Boost型ZVT-PWM变换器一周期内各运行模式分析2.3.3Boost型ZVT-PWM变换器运行模式分析下面是一个周期内Boost型ZVT-PWM变换器各个阶段的运行模式分析，一周期内它的各运行模式的等效电路如图2-6所示[7]。1.T0～T1Lr电流线形上升阶段t=T0，辅助开关Tr1开通，谐振电感电流iLr线形上升，t=T1时达Is,二极管D的电流ID则由Is线形下降，t=T1时降到零电流下关断，若采用快速恢复二极管，可忽略D的反向恢复电流。这一阶段Vds不变，等效电路如图2-6（a）2.T1～T2谐振阶段LrCr谐振，电流iLr谐振上升，而电压Vds由Vo谐振下降。T=T2时，Vds=0,Tr的反并联二极管导通。等效电路如图2-6（b）3.T2～T3主开关Tr开通由于Tr的体二极管已导通，创造了ZVS条件，因此应当利用这个机会，在t=T3时给Ｔr加驱动信号，使Ｔr在零电压下导通，等效电路如图2-6（c）4.T3～T4iLr线形下降阶段t=T3，Tr1关断，由于D1导通，Tr1的电压被钳在V0值，Lr的储能释放给负载，其电流线形下降。T=T4时，iLr=0,等效电路图如图2-6（d）5.T4～T5ids恒流阶段T=T4，D1关断，这时Boost型ZVT-PWM变换器如同普通Boost型变换器的开关管导通的情况一样，ids=Is,等效电路如图2-6（e）6.T5～T6Cr线形充电阶段t=T5,Tr关断，恒流源Is对Cr线形充电，直至t=T6时，VCr=Vo。等效电路图如2-6（f）7.T6～T7续流阶段这个阶段如同普通Boost型变换器开关管关断的情况一样，处于续流状态，直到t=T0,下一周期开始，等效电路图如图2-6（g）LrDVOIinTr1LrTr1IinCrTr1IinLrDTrIinTr1LrD1IinTrIinCrIinD(a)T0～T1(b)T1～T2(c)T2～T3(d)T3～T4(e)T4～T5(f)T5～T6(g)T6～T0图2-6Boost型ZVT-PWM变换器一周期内各运行模式的等效电路2.3.4Boost型ZVT-PWM变换器的优缺点由以上分析可知，Boost型ZVT-PWM变换器的主要优点是[4]：1.零电压导通且保持恒频运行。2.二极管D零电流截止，因此在功率因数有源校正装置等输出大功率，高电压情况下应用这一技术，可避免因二极管反向恢复使关断损耗过大的问题。3.开关管电流与电压应力小。由波形图可见，理论上电流ids，电压Vds的波形为方波，一周期内谐振时间很短。4.在较宽的电源电压和负载电流变化范围内可满足ZVS条件。它的唯一不足之处为辅助开关Tr1不在软开关条件下运行。但是和主开关管相比，Tr1的电流很小，它只处理少量的谐振能量。2.4Boost型ZVT-PWM电路主要元器件参数设计2.4.1高功率因数校正软开关AC/DC变换电路技术指标输入电压：单相交流220±10%V输入频率：50Hz/60Hz输出电压：直流380V变换器效率：大于95%功率因数：大于98%开关频率：f=100kHz2.4.2升压电感设计最大峰值电流出现在电网电压最小，负载最大时[11]：min22(1000/95%)7.52(22022010%)2INPKINPIAV（2-5）假设容许20%的电流脉动则有：0.27.521.5LIA（2-6）Boost变换器的占空比D：OININVVDV（2-7）在最低线电压时最小占空比Dmin:min380222090%0.263380OINOVVDV（2-8）由下面公式：minINSLVDTLI（2-9）可以得：621980.26310104911.5LH（2-10）取L=470H2.4.3输出电容CO的选择输出电容C0由两个因数决定，第一：保持时间tH；第二：输出电压纹波的大小。输出电容由容许的输出最大纹波电压决定，输出纹波电压频率为2倍的基频率，设容许的最大输出纹波电压[12]-[14]：0.5%0.5%3801.9PKOUUV（2-11）电容电流表达式：sin(22)2ccpkLiIft（2-12）ccOduiCdt（2-13）将（2-13）式取拉氏变换得[13]：()()(0)cOcOcissCusCu（2-14）可以得到：()(0)()cccOisuussCs（2-15）将（2-15）取反拉氏变换得：1(0)cos(22)(0)222cpkcccLcOLOIuidtuftuCfC（2-16）输出纹波电压：(0)cos(22)222cpkccLLOIuuuftfC（2-17）所以最大输出纹波电压峰值：22cpkPKLOIUfC（2-18）最大电容电流等于最大负载电流即：INcpkOpIV（2-19）将（2-19）代入（2-18）得：22INPKLOOPUfCV（2-20）所以得到：22INOLOPKPCfVU（2-21）因此：1000/0.95232222503801.9OCF（2-22）取CO=2200F2.4.4谐振电感Lr的设计谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路控制着二极管的di/dt。当零电压过渡开关导通时，输入电流转向，从升压二极管转到零电压过渡电感。电感值可以由二极管所需的关闭时间来确定，此二极管关闭时间由它的反向恢复时间给出。为Lr计算出实际值是困难的，因为反向恢复特性在实际电路中使用时，会千变万化。影响二极管反向恢复的电路条件之一就是谐振电容的自然缓冲作用，它限制了二极管阳极的dv/dt。一个优良的初始估计是电感电流，在3倍的二极管反向恢复时间内上升到二极管内电流。对最大电感值的一个制约是它对最小占空比的影响。二极管选择时，LC时间常数影响DMIN，因此Vomin使Lr过大，还会增大零电压过渡MOSFET的导通时间，增大谐振电路的导通损耗。随着Lr值的减小，二极管将经受更大的反向恢复电流，通过零电压过渡开关MOSFET的峰值电流也会增加。峰值电流的增加，储存在电感中的总能量也将增加。为减少关闭结点上的寄生振铃，应使能量保持在最小值。二极管的反向恢复时间是关闭时di/dt的局部函数，如果所控制的di/dt设定，该二极管的反向恢复时间可近似估算出大约为60ns。如果电感限制上升时间到180ns,(3×trr)电感量可按下式计算[14]-[18]：/OrVLdidt（2-23）其中：/3INPrrIdidtt（2-24）因为：1/27.521/21.58.27INPPKLIIIA（2-25）所以：8.27/46/180didtAs（2-26）由此可得：3808.346rLH（2-27）2.4.5谐振电容Cr的设计最小谐振电容要确保主开关的dv/dt，有效谐振电容是MOSFET电容和外接电容之总和。该电容限制关闭时间的dv/dt，自然地减少了米勒效应。此外，它还减少了关闭损耗，因为开关电流转移到电容上。该电容必须是优质高频电容，低ESR﹑低ESL者为佳。它还必须能在关闭时承受较大的充电电流[18]-[22]。L与C结合产生一个谐振周期的1/4：1402rrLCns（2-28）所以可得：292262(14010)9583.148.310rCpF（2-29）