高速MOSFET门极驱动电路的设计应用指南

高速MOSFET门极驱动电路的设计应用指南authorLaszloBaloghtranslatorJustinHu摘要本文主要演示了一种系统化的方法来设计高速开关装置的高性能门极驱动电路。文章收集了大量one-stop-shopping主题的信息来解决最普通的设计挑战。因此它应当对各种水平的电力电子工程师都适用。最常用的电路方案和它们的性能都经过了分析，包括寄生参数、瞬时和极端运行条件的影响。文章首先回顾了MOSFET技术和开关运行模式，然后由简入繁地讨论问题。详细的描述了参考地和高端门极驱动电路的设计程序、交流耦合和变压器隔离方案。专门的一章用来介绍同步整流装置中MOSFET的门极驱动要求。文章另举出了几个设计的实例，一步一步进行了说明。Ⅰ.引言MOSTET是金属氧化物半导体场效应晶体管(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor)的缩写，是电子工业中高频、高效率开关装置的关键器件。令人惊叹的是，场效应晶体管技术发明于1930年，比双极性晶体管早了大约20年。第一个信号级别的场效应晶体管20世纪50年代末期被制造出来，功率级别的MOSFET在20世纪70年代中期出现。而今天无数的MOSFET被集成到现代电子器件中，无论是微处理器还是分立的功率晶体管。本文所关注的是功率MOSFET在各种各样的开关模式功率变换器装置中门极驱动的要求。Ⅱ.MOSFET技术双极性和MOSFET晶体管都使用了同样的工作原理。从根本上讲，这两种晶体管都是电荷控制的器件，这就意味着它们的输出电流和控制电极在半导体中建立的电荷成比例。当这些器件用作开关时，它们都必须被一个低阻抗的电源驱动，电源要能提供足够的充放电电流来使它们快速建立或释放控制电荷。从这一点来看，MOSFET在开关过程中必须和双极性晶体管一样通过“硬”驱动才能获得类似的开关速度。理论上，双极性和MOSFET器件的开关速度几乎一样，由载流子运动经过半导体区域所需要的时间决定。功率器件的典型值根据器件的尺寸大约20us到200us不等。MOSFET技术在数字和功率装置中的广泛应用是由于它相对于双极性(结)晶体管有两大优点。一个优点是MOSFET器件在高频开关装置中易使用，因为驱动MOSFET(比驱动双极性晶体管)更简单。MOSFET晶体管的控制电极与电流流过的硅是隔离的，因此不需要连续的开通电流，一旦MOSFET晶体管被开通，控制电流实际上是0，而且MOSFET中控制电荷和相应的存储时间大大减少。这一点根本上消除了设计中导通状态压降与关断时间之间(矛盾)折衷的问题，导通状态压降与过剩的控制电荷成反比。结果是，与双极性器件相比，MOSFET技术有望使用更简单和有效的驱动电路带来显著的经济效益。MOSFET的电阻特性作为第二个优点对功率装置特别重要。MOSFET的漏极与源极间的压降是流过半导体电流的线性函数。这个线性关系用参数RDS(on)表征，称之为导通电阻。当给器件定门极到源极电压和温度时，导通电阻是一个常数。与p-n结-2.2mV/’C的温度系数相反，MOSFET有大约0.7%/’C到1%/’C的正温度系数。在更大功率装置中使用单个器件往往是不现实或者不可能的，这就需要并联运行来解决，MOSFET正温度系数的特点有利于使它们并联工作。MOSFET在并联工作情况下彼此间的流过的电流倾向于均等。这种均流是因为正温度系数使它们通过缓慢的负反馈自动实现。由于DS间的电压是相等的，那么流过更大电流的器件会使它更热，而更高的温度会使RDS(on)变大，这又使流过它的电流减小，这样温度又会下降。当并联器件流过的电流相似时，一种平衡就达到了。(需要注意的是，)最初RDS(on)的差值和不同结对环境热阻的差值可能引起高达30%的均流误差。A.DeviceTypes尽管几乎所有的制造者都有独特方法来制造出最好的功率MOSFET，但是市场上所有的器件都能被分成三种基本的器件类型。如图1所示。双参杂的MOS管在20世纪70年代被提出来用于功率装置后，又经过了几十年的发展。通过采用多晶硅门极结构和自排列过程，使更高密度的集成和(寄生)电容量的迅速减小变成了可能。第二个显著进步是使用V型槽或者沟道技术进一步提高了功率MOSFET器件中的晶胞密度。更好的性能和更高的集成度不能轻易实现因为毕竟沟道MOS器件更难生产。这里要提到的第三种器件类型是横向功率MOSFET。这种器件类型由于利用芯片几何面积效率低，它的电压和电流等级受到制约。尽管如此，它们在微处理器电源、隔离变换器的同步整流中还是体现了显著的优点。横向功率MOSFET有非常低的电容，因此它们开关速度可以大大加快，同时只需要更小的门极驱动功率。B.MOSFET模型描述MOSFET工作的模型有很多种，但是找到比较合适的还是有难度的。大多数的MOSFET制造商给Spice、Saber(等仿真软件)提供了器件模型，但是这些模型对设计者在实际中必须要遇到的应用难题所述甚少。它们甚至对怎样解决大部分普通设计问题给了更少的线索。从应用观点讲，一个能描述所有重要性质的实用MOSFET模型是非常复杂的。另一方面，如果限制模型应用于某些特定场合来解决问题那么它可以变得非常简单。图2中的第一个模型是基于MOSFET器件的实际结构，它主要用于直流分析。图2a中的MOSFET符号描述了沟道电阻，JFET相应的表征了外延层的电阻。(体现)外延层电阻的外延层长度是器件耐压等级的函数，因此高压MOSFET需要更厚的外延层。图2b能够非常有效的描述MOSFET由于dv/dt导致的击穿特性。它体现了两种击穿机理，一种是主要的击穿机理，即dv/dt引起的存在于所有功率MOSFET的寄生双极性三极管；另外一种是dv/dt引起的沟道导通。由于制造工艺水平的提高减小了寄生npn三极管基极和发射极之间的阻抗，现代功率MOSFET实际上不受dv/dt触发的影响。这里不得不说明的是寄生双极性三极管起到了另外一个重要作用。它的基极-集电极就是众所周知的MOSFET的体二极管。图2c是MOSFET的开关模型。这个模型体现了影响开关性能的寄生参数。它们的作用在下一章介绍器件的开关过程中会被讨论。C.MOSFET的重要参数MOSFET开关模式下运行就是使器件在尽可能短的时间内实现在最高和最低阻抗状态切换。由于MOSFET的实际开关时间(10ns~60ns)长度是理论开关时间(20ps~200ps)的至少2~3阶倍，理解这种差别就显得特别重要。参考图2中MOSFET的模型，可见所有的模型都有三个电容连接在三个极的任两端上。MOSFET的开关性能由这些电容端的电压能够多快改变而决定。因此，在高速开关装置中，MOSFET最重要的参数就是寄生电容。电容CGS和CGD的大小取决于器件的实际几何尺寸，而电容CDS是寄生双极性晶体管(即MOSFET体二极管)的基极-集电极二极管电容。CGS电容的形成是由于源极和门极的沟道区域的交叠。它的值由这个区域的实际几何尺寸决定，并且在各种不同运行条件下保持常数(线性)。CGD是两种作用下的结果。一部分是JFET区域和门极区域的交叠(产生的)，另一部分容值是耗尽层产生的，这是非线性的。CGD的等效电容是器件漏源极电压的函数，可近似由下式表示：CDS电容也是非线性的，因为它是体二极管的结电容。它与漏源电压的函数关系如下：不幸的是，技术资料没有直接给出上述电容值，而是间接的给出电容CISS，CRSS和COSS，它们之间的关系如下：更复杂的是CGD电容，由于它处在开关装置里面器件输入与输出间的反馈路径，那么相应的其有效值更大依赖于MOSFET的漏源极电压。这种现象称之为米勒效应。可由下式描述：因为CGD和CDS容值与电压有关，技术资料给出的值只在测试条件下有效。计算特定装置相应的平均电容必须要用必要的充电来实现电容的实际电压改变。对大多数功率MOSFET来说下面的近似关系很有效：下面将要提到的重要参数是门极网孔电阻RG,I。它描述了与器件内门极信号传输有关的电阻。这个参数在高速开关装置中显得非常重要，因为它处在驱动和器件的输入电容之间，直接阻止开关时间和MOSFET的抗dv/dt性。这种影响在工业中得到承认，工业中真正高速器件如RFMOSFET传递门极信号都使用金属门电极来取代有更大电阻的多晶硅门极网格。RG,I阻值在技术资料中没有具体给出，但是在特定装置中它会是器件非常重要的参数。在本文后面，附录A4讨论了一种典型的测量装置，用电阻桥来测量内部门极电阻。很明显，门极门坎电压也是一个重要参数。需要注意到技术资料中VTH值是在25’C极低电流下定义的，典型值是250uA，因此它不等于通常所知道的开关波形中的米勒高原区域。关于VTH大约-7Mv/’C的负温度系数也很少被提及。在逻辑水平的MOSFET中，VTH在通常测试水平下已经低了，这是这种负温度系数特性在门极驱动电路的设计中就有特殊意义。由于MOSFET工作时温度升高，正确的门极驱动设计必须考虑到关断时间里VTH会更低，(同样由此带来的)抗dv/dt性的计算在附录A和F中给出。MOSFET的跨导是它工作的线性区域的小信号增益。需要指出的是，每次MOSFET开通或关断时，它必须通过它的线性工作区，线性工作区的电流是由gs电压决定。跨导gfs是漏极电流和gs电压之间的小信号关系：相应的，MOSFET在线性区的最大电流是：变化该式可以得到VGS在米勒(效应中)的近似值是漏极电流的函数：其他重要的参数如源极电感(Ls)和漏极电感(LD)在开关特性中明显的约束作用。Ls和LD的典型值在技术资料中给出，它们主要取决于器件的封装。它们的影响和外部寄生参数一起体现，外部寄生参数与布板、相关电路参数如漏感、电流采样电阻等相关。最后要提到的是外部串联的门极电阻和MOSFET驱动的输出阻抗是高性能门极驱动设计的决定因素，因为他们在开关速度和与开关速度相关的开关损耗上有深远影响。Ⅲ.开关装置上述说明完成后，现在可以研究MOSFET的实际开关性能了。为了更容易理解基本(开关)过程，(首先会)忽略电路寄生电感，然后分别分析它们各自对基本工作(过程)的影响会。下面说明钳位感性开关，因为大多数开关电源中使用的MOSFET和高速门极驱动电路工作在这种模式下。最简单的钳位感性开关模型如图3所示。这里DC电流源代表的是电感。其电流在很短的开关间隔中可看作常数。二极管在MOSFET关断期间为电流提供通道，同时将MOSFET漏极电压钳位到电池所表示的输出电压。A.导通过程MOSFET的导通过程可以分为如图4所示的四个阶段。第一阶段，器件输入电容的从0V充电到VTH。在此期间大部分的门极电流充入电容CGS。少部分电流也流入CGD电容。随着门极电压的升高，CGD的电压略有减小。这一阶段称之为开通延时，因为器件的漏极电流和漏极电压还没有改变。一旦门极电压达到门坎电压水平，MOSFET即将导通电流。在第二阶段，门极电压将由VTH上升到米勒(效应)水平VGS,Miller。如果电流与门极电压成比例这就是一个线性(工作状态)。电容就像第一阶段一样在门极电流流入CGS和CGD，VGS电压上升。在器件的输出侧漏极电流在上升，同时ds电压保持在先前的水平(VDS,OFF)。这可以从图3所示原理图中理解。在所有电流转入MOSFET并且二极管完全关断来阻止反向电压通过它的PN结以前，漏极电压必须保持在输出电压水平。进入导通的第三阶段后，门极已经充电到足够的电压(VGS,Miller)来(使MOSFET)承载全部电流，此时整流二极管也已关断。这样漏极电压可以下降了。当器件的漏极电压下降时，gs电压保持稳定。这是门极电压波形中的米勒效应区。驱动中得到的所有门极电流使电容CGD放电，这利于ds间电压的快速变化。器件的漏极电流受外部电路也就是电流源限制保持常量。导通最后阶段是通过提高门极驱动电压来完全增强MOSFET的导电沟道。VGS的最终幅度决定了器件在开通阶段最终的导通电阻。因此，在第四阶段，通过对CGS和CDS充电，VGS从VGS,Miller上升到它的最终值