正激计算表：12V_38A_PQ3230_NCP1252A_041224_REV3

第1页，共16页12V_40AIC:NCP1252ACore:PQ3230//PC47u=60//AL=76HightFluxOD27//HT12Date:05/19/2015S1参数：≔Vinmin370V最低电压输入≔Vnor395V正常电压输入≔Vinmax410V最高电压输入≔Vo12V输出电压≔Io40A输出电流≔η%95预计正激部分整机效率≔fsw100KHz选择开关频率≔r0.4输出电感电流纹波比≔Po=⋅VoIo480W输出功率≔Pin=――Poη505.263W输入功率≔fline50HzAC线频率≔Dmax0.45选择的最大占空比≔Vripp=⋅%1Vo120mV输出纹波电压比≔Rload=――VoIo0.3Ω满载负载电阻≔Vd0.6V≔0.3二极管压降S2求匝比，在输入最低电压计算：次级Buck电感在最大占空比时可接受的最大输入电压值。≔Vins=―――+VoVfDmax27.333V≔Vmin370V根据这个电压值值推算出在最低电压的匝比。≔N=―――Vins⋅Vminη0.078≔n=―1N12.8619/05/2015第2页，共16页≔N=―――――+VoVd⋅⋅ηVminDmax0.08采用另一种方法计算得到匝比。≔Dmin=―――――+VoVd⋅⋅VinmaxNη0.406根据匝比推算最高输入时的占空比≔Dnor=――――+VoVd⋅⋅VnorNη0.422≔=――――+⋅⋅0.45验证占空比S3求输出电容和电感量：=Vo12V=Io40A=r0.4=fsw100KHzBcuk要在最高输入电压下设计电感：根据匝比和最大输入电压，计算次级电感的最大输入电压。≔Vonmax=⋅VinmaxN32.66V≔Von=Vmin370V≔Il=Io40A根据负载电流和纹波电流比值，得到电感的峰值电流。≔Ipk=⋅⎛⎜⎝+1―r2⎞⎟⎠Il48A列出预计最大占空比和在最大输入电压时的最低占空比的对比。≔Dnor=――――+VoVd⋅⋅VnorNη0.422≔D=Dnor0.422得出电感量：≔Lo=――――――――⋅((−−VonmaxVoVd))Dnor⋅⋅fswrIo5.285μH≔Ilrsm=⋅Io‾‾‾‾‾‾‾⎛⎜⎝+1―r212⎞⎟⎠40.266ABUCK电感电流有效值≔Isrsm=⋅Io‾‾‾‾‾‾‾‾‾⋅D⎛⎜⎝+1―r212⎞⎟⎠26.142A变压器次级电流有效值≔Id1=⋅Io‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾⋅((1D))⎛⎜⎝+1―r212⎞⎟⎠26.142A正向二极管电流有效值≔Id2=⋅Io‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾⋅((−1D))⎛⎜⎝+1―r212⎞⎟⎠30.625A续流二极管电流有效值≔∆I=⋅rIo16A电感纹波电流：19/05/2015第3页，共16页≔=‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾−―――――+⋅12221224.619输出电容的纹波电流有效值≔=―――⋅2‾‾34.619输出电容的纹波电流有效值≔resr=――Vripp∆I0.008Ω根据纹波电压得到ESR值要小于：0.008R≔Ic_rsm=⋅Io――r‾‾‾124.619A选择在5khz的穿越频率时，满足35A的电流变化，需要的输出电容为：≔fc5KHz≔δi35A≔Cout=―――――δi⋅⋅⋅2πfc0.5V⎛⎝⋅2.228103⎞⎠μF≔Coo=――――1⋅⋅⋅2πfcresr⎛⎝⋅4.244103⎞⎠μF≔Co2200μF≔Ippk=⋅⋅IpkN⎛⎝+1%15⎞⎠4.397A建议初级有10--15%的励磁电流≔Rsen=―――1V⋅Ippk10.227Ω控制IC在1V进行逐个周期电流限制≔Iprsm=⋅IsrsmN2.082A根据副边电流折算到原边，在得到检测电流电阻的值。≔Prsen=⋅Iprsm2Rsen0.986WS5反馈电阻计算：=Vo12V=Io40A=Lo5.285μH=N0.08≔Rlow10kΩ≔Rupper=−―――⋅RlowVo2VRlow50kΩS6正激变压器设计由于初级采用了10%的励磁电流，所以可以计算出初级电感量的大概水平：19/05/2015第4页，共16页正激变压器可以不加气隙，因为磁芯不可能100%的贴合在一起，因此肯定是存在一点点气隙。≔Lm=――――400V――――⋅⋅%10IpkN――Dmaxfsw4.708mH1、AP法选择磁芯：＝AP―――――――Pin⋅⋅⋅⋅KuJdBfswDmax≔∆B0.25T先运用AP法选择磁芯，后期根据能否绕制或成本进行迭代计算。=Dmax0.45≔Ku0.3正激要隔离，所以窗口利用率要选的小一点。≔J600――Acm2=fsw⎛⎝⋅1105⎞⎠―1s自然冷却的电流密度≔Ap=―――――――((Pin))⋅⋅⋅⋅KuJ∆BDmaxfsw2.495cm4得出AP值。2、磁芯选择PQ32//30：≔Ae161mm2磁芯横截面积≔Acw149mm2磁芯窗口面积≔Le75mm磁路长度≔MLT6.7cm绕线长度≔AL5.1――μHN2电感量系数≔Ve12000mm3磁芯体积≔Wtfe55磁芯质量（克）≔Bm0.3T可允许的最大磁通密度≔μi2200磁芯磁导率=N0.08初级/次级匝比≔App=⋅AeAcw2.399cm4AP值3、根据耗损和温升选择磁通密度和线径：19/05/2015第5页，共16页计算表面积耗散密度变压器表面积公式来源于《变压器和电感器设计手册第三版》≔At47cm2≔Ptan=⋅Po%14.8W估计可接受变压器耗损≔Pfe=⋅―12Ptan2.4W计算磁芯损失，通过导入允许的磁芯耗损和体积，来计算dB。=Ve12cm3=fsw100kHz列出磁芯体积≔P_ve=⋅((Pfe))――1((Ve))200――mWcm3根据可允许耗损和体积得出，dB和耗损系数的值。≔∆B=⋅⋅⎛⎜⎜⎝――P_ve――mWcm3⎞⎟⎟⎠―――――――1⋅⋅4.510−14⎛⎜⎝――fswHz⎞⎟⎠1.55⎡⎢⎢⎣⎤⎥⎥⎦――12.51G0.144[[]]T精通开关电源设计第三章≔Bm=⋅∆B20.289[[]]T关于磁心耗损的计算，下面使用TDKPC40给出的频率//体积//耗损图，查表计算在允许的磁芯耗损下，dB是多少。查表可以看出，在耗损系数在200KW/M^3时，100KHZ对应的dB是0.17-0.8T。19/05/2015第6页，共16页4、计算初级匝数≔Npp=――――⋅VminDmax⋅⋅fswAeBm35.845[[]]变压器在最低输入电压设计!≔Nppp=―――――⋅VinmaxDmax⋅⋅fswAeBm39.72[[]]考虑极限输入电压最高、占空比最大时，是否会饱和？≔Nss=⋅NNpp2.855[[]]SET3得出次级匝数≔Nppp=―3N37.661SET38=Dnor0.422≔Np39≔Ns3≔Nnow=――NpNs13≔dB_nor=――――⋅400VDnor⋅⋅NpAefsw0.269T根据匝数核算最大磁通密度≔dB_max=――――⋅410V0.5⋅⋅NpAefsw0.326TPC40@100°，0.39T饱和。≔Lmide1=⋅⋅5.1μHNp2((−10.25))5.818mH无任何气息的电感量≔Lmide1=⋅5.1μHNp27.757mH考虑30%的窗口面积用于绕线，那么可以得出供绕线的磁心窗口面积：19/05/2015第7页，共16页≔Acu=⋅%30Acw44.7mm2理想情况下，初级和次级各占用一半的绕线面积：≔Acu_hf=――Acu222.35mm2假如初级采用0.5mm*1导线，可以估算能使用的匝数：≔N_pri=――――――Acu_hf⋅⎛⎜⎝⋅π⎛⎜⎝―――0.5mm2⎞⎟⎠2⎞⎟⎠1113.828≔N_sec=――――――Acu_hf⋅⎛⎜⎝⋅π⎛⎜⎝―――0.7mm2⎞⎟⎠2⎞⎟⎠158.0755、计算辅助绕组电压：≔Vcc=16.5V16.5V≔naux=――VccVnor0.042≔Naaux=⋅nauxNp1.629根据辅助绕组和初级的比例得出辅助线圈的匝数。≔Vccide=―――⋅Vnor2Np20.256V=Np39=Ns3≔Naux2≔Nnew=――NpNs136、验算占空比:≔Dmax=⋅―――+VoVd⋅360VηNnew0.479360V可以启机，可将BO设置在370V。≔Dnor=⋅―――+VoVd⋅VnorηNnew0.437≔Dminn=⋅――――+VoVd⋅VinmaxηNnew0.4217、考虑线径(考虑趋肤深度)h对于铜线的等效厚度，铜箔直接为1*厚度。≔ε=――――⋅6.66cm1‾‾‾‾――fswHz0.211mm19/05/2015第8页，共16页≔Dcu=⋅2ε0.421mm考虑临近效应和Dowell曲线：下文中的，Dowell曲线和公式来源于：《应用于电力电子技术的变压器和电感器、理论、设计与应用》机械工业出版社2014年第五章下式中p为绕组等效层数，x为铜箔厚度和集肤深的比值。虽然这个图是考虑正弦波作用时，但是对于开关电源的矩形波，也有一定的参考作用。关于开关电源的矩形波作用下的绕组临近效应，在《精通开关电源设计第二版》第三章有一定的讨论，有兴趣大家可以去看看这本书的意见。采用三明治绕组的结构（1/3/1），次级等效层数为P=1.5，对比曲线发现在集肤深度/铜厚度=1时，Rac/Rdc的值，并非最优。反而在集肤深度/铜厚度=1.5时(铜线横截面=2倍集肤深度)，Rac/Rdc有最优值，如果继续加大铜厚，那么反而不再明显。19/05/2015第9页，共16页≔h=⋅0.8660.4mm0.346mm绕组等效厚度≔k=―hε1.645≔kcu=―――0.35mmε1.662≔J500――Acm2≔ρ⋅⋅2.310−5――Ωmm考虑骨架和绕组结构设置：≔Lcore18.5mmPQ3230骨架总绕线长度≔N1=――――Lcore⋅0.4mm223.125=Np39根据骨架宽度，原边可以采用0.4mm线两股并绕，在一层内绕完20匝。≔Dcu0.4mm≔Acu=―――⋅πDcu240.126mm2副边根选择0.3mm厚度的铜箔。8、计算初级导线面积：≔Imag=―――⋅VnorD⋅fswLm0.354A计算初级有效电流值，选择线径。≔Imrsm=⋅Imag‾‾‾‾‾――Dnor30.135A≔Iprsm=‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾+Imrsm2((⋅IsrsmN))22.087A≔Apw=――IprsmJ0.417mm2计算所需要的初级导线股数来满足这个电流面积≔Snp=――ApwAcu3.321如果选择用0.4*2股计算初级直流电阻：19/05/2015第10页，共16页≔AcuΩ=―――――⋅⋅168710−6Ω2⎛⎝⋅8.43510−4⎞⎠Ω≔Rp=⋅⋅⎛⎜⎝――MLTcm⎞⎟⎠NpAcuΩ0.22Ω交流电阻：≔Rp_ac=⋅Rp20.441Ω计算初级的铜损：≔Ppcu=⋅Iprsm2((Rp_ac))1.92W9、计算次级导线面积=Isrsm26.142A≔Js=J500――Acm2≔Asw=――IsrsmJs0.052cm2≔Sns=――AswAcu41.607考虑铜带：≔L17.5mm≔H0.3mm宽17.5mm//厚0.3mm通过调整铜带的厚度，调整铜带的Rac/Rdc的值，一般先选择较小的厚度。≔Acu_s=⋅LH5.25mm2≔Asw=――IsrsmJs0.052cm2=ρ⎛⎝⋅2.310−5⎞⎠――Ωmm=Ns3≔Sns=―――AswAcu_s0.996计算次级铜带的电阻：=MLT67mm绕一圈骨架的铜线的长度≔Rdc_sec=―――――⋅⋅ρ((MLT))Ns⋅⎛⎜⎝――Lmm⎞⎟⎠⎛⎜⎝――Hmm⎞⎟⎠⎛⎝⋅8.80610−4⎞⎠Ω≔kcu=―――0.30mmε1.424计算次级的交流电阻：≔Rs_ac=⋅Rdc_sec1.90.002Ω19/05/2015第11页，共16页计算次级的铜损：≔Pscu=⋅Isrsm2((R