电力电子技术9

•正弦脉宽调制：脉冲列的各脉冲宽度按正弦规律变化（等效平均面积按正弦波变化）的PWM波形，称作SPWM（SinusoidalPWM）波形。•三点式PWM：正半周均为正脉冲，负半周均为负脉冲，没有正、负两极性间的跳变。图8-19用PWM波代替正弦半波总是单极性跃变，故也称作单极性PWM。整个波形包含有三种电平，即+Ud/2，0V，-Ud/2，所以又被称作三电平（ThreeLevel）PWM。其基波与原正弦波同频率,谐波仍存在。脉冲个数越多,正弦脉宽变化越平滑,则越逼近正弦,谐波亦越小。即开关频率高,则波形好,滤波也容易。-Ud/2+Ud/2ttuuo•两点式PWM波形(双极性PWM)对应于正弦波的每个半周都是双极性跳变的脉冲序列，在正负两电平间跳变(TwoLevel)。脉宽按正弦规律变化，在每个等份上的正负面积之代数和(平均面积)按正弦规律变化，即符合面积等效原理。各脉冲的占空比按正弦规律变化：在0~t1这一等份上，对应的正弦波瞬时值为正值，脉冲占空比应大于50%，正、负面积的平均值为正值。在正弦波过零点近旁，脉冲占空比应接近等于50%，使正、负面积的平均值趋于零。在负半周各等份上对应的脉冲占空比均小于50%。半波镜对称：通常要求正负半周对应的PWM波形半波镜对称，以消除偶次谐波。通常四分之一波也要对称。图8-21两点式（双极性）PWM波形t+Ud/2-Ud/2t10uo•两点式PWM波形不如三点式波形更逼近正弦：要达到同样的基波、谐波成分要求，两点式PWM需要更高的开关频率，每半周脉冲个数N要增大。三点式PWM采用较低的开关频率可以获得较好的波形质量，故开关损耗小，更适用于大功率逆变器。但实际上，直接输出三点式PWM波形的三点式逆变器往往主电路结构比较复杂，使用器件较多。所以，目前直接输出两点式PWM波形的两点式逆变器应用较多。•改变等效正弦波（基波）的幅值：根据PWM波形的面积等效原理，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变各脉冲的宽度（占空比）即可。•输出电压为方波或阶梯波的电压型逆变电路，谐波比重大。传统的120、180导电方式控制的逆变器已远不能适应技术发展的要求。随着现代电力电子技术及计算机控制技术的发展，快速全控型功率器件性能越来越完善，器件的开关频率越来越高，容量也越来越大，为研制高性能变频器提供了良好的条件。PWM控制技术是目前在电力电子领域研究和应用的热点，得到了非常广泛的应用。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。8.5PWM逆变电路及其控制方法PWM逆变主电路也可分为电压型和电流型两种类型。但目前实际应用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路。因此主要讲述电压型PWM逆变电路的控制方法。•计算法控制：根据正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数，计算PWM波形中各脉冲的宽度和间隔时间。按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。计算法是很繁琐，当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。•调制法：把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。因为等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如果在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合PWM控制的要求。载频三角波比较法:通过调制波与三角形载波比较来获得PWM控制信号。下面结合具体电路对这种方法作详细分析。8.5.1单相半桥逆变电路的PWM控制V1、V2两开关管互补通断，使负载所得输出电压为占空比按正弦规律变化的正负对称PWM形波，幅度为Ud/2。通过改变正弦型PWM控制规律即可以调节输出交流基波电压有效值大小，毋需改变直流侧电压Ud。图8-21两点式（双极性）PWM波形t+Ud/2-Ud/2t10uo8.5.2单相全桥电压型逆变电路的PWM控制采用IGBT作为开关器件。该电路既可采用三点式，又可采用两点式PWM控制。•三点式PWM控制：在输出电压uo的正半周，V1保持通态，V2保持断态，V3和V4交替通断，uo总可以得到Ud和零两种电平。同样，在uo的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压uo可以得到-Ud和零两种电平。•三点式PWM控制控制信号的产生：调制信号ur为正弦波，载波uc在ur的正半周为正极性的三角波，在ur的负半周为负极性的三角波。在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。在ur的正半周，当uruc时使V4导通，V3关断，uo=Ud；当uruc时使V4关断，V3导通，uo=0。在ur的负半周，当uruc时使V3导通，V4关断，uo=-Ud；当uruc时使V3关断，V4导通，uo=0。这样，可得SPWM波形uo。虚线uof表示uo中的基波分量。•两点式PWM控制：采用双极性方式时，在ur的半个周期内，三角波载波不再是单极性的，而是有正有负，所得的PWM波也是有正有负。在ur的一个周期内，输出的PWM波只有±Ud两种电平。仍然在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各开关器件的通断。在ur的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。即当uruc时，给V1和V4以导通信号，给V2和V3以关断信号，输出电压uo=Ud。当uruc时，给V2和V3以导通信号，给V1和V4以关断信号，uo=-Ud。•U/f协调控制用PWM方式既可以实现VV又可以VF，在三角波比较方式中，改变调制正弦波的频率既可以实现变频，欲实现U/f协调控制，可调节调制波ur的正弦幅度，调制系数m=Urm/Ucm，通常在0~1之间，为了实现U/f协调控制，随f变化，同时调m。当f很低时，Urm很小，m很小，SPWM波基波成分减小，比如正半周正脉宽度随Urm↓而变窄，故平均正面积减小，基波幅度减小，至于定量关系需经复杂计算。•思考题：（P227）8-10，11，12，13。8.5.3三相桥式逆变电路的PWM控制•载频三角波比较法调制该方法是产生SPWM控制信号的最基本的方法。可通过模拟电子电路来实现，uc—高频载波,几~几十kHz,等腰三角波，恒幅，来自三角波发生器，urU,urV,urW—三相低频调制波参考信号，三相对称正弦，幅度与频率均连续可调，来自三相超低频正弦信号发生器。采用双极性PWM控制方式。三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°。每相调制正弦波分别与同一列三角波比较。产生相应的SPWM控制脉冲序列。当正弦波与等腰三角形左边比较时总是输出往下跳，与右边比较时总往上跳。U、V和W各相功率开关器件的控制规律相同。以U相为例：当urUuc时，给上桥臂V1以导通信号，给下桥臂V4以关断信号，则U相相对于直流电源假想中点N’的输出电压uUN’=Ud/2。当urUuc时，给V4以导通信号，给V1以关断信号，则uUN’=-Ud/2。V1和V4的驱动信号始终是互补的。V相及W相的控制方式都和U相相同。三相桥式PWM型逆变电路uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形都只有±Ud/2两种电平，即两点式PWM。线电压波形uUV的波形可由uUN’-uVN’得出。可以看出，当臂1和6导通时，uUV=Ud，当臂3和4导通时，uUV=－Ud，当臂1和3或臂4和6导通时，uUV=0。因此，逆变器的输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成，即三点式（单极性）PWM波形。负载相电压uUN可由下式求得：负载相电压的PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5种电平组成。3'''''WNVNUNUNNNUNUNuuuuuuu图3-8三相桥式PWM型逆变电路波形•U/f协调控制用PWM方式既可以实现VV又可以VF，在三角波比较方式中，改变调制正弦波的频率既可以实现变频，欲实现U/f协调控制，可调节调制波ur的正弦幅度，调制系数m=Urm/Ucm，通常在0~1之间，为了实现U/f协调控制，随f变化，同时调m。当f很低时，Urm很小，m很小，SPWM波基波成分减小，比如正半周正脉宽度随Urm↓而变窄，故平均正面积减小，基波幅度减小，至于定量关系需经复杂计算。•fR与fT协调关系fr—ur参考信号频率，fc—uc载频。载波比N=fc/fr。同步调制：fc与fr同步变化，N保持整数，可以使SPWM波每周期半波内包含的矩形脉冲数保持固定，且正负半波对称，无偶次谐波。若N为3的整数倍，还可使三相PWM波完全对称，严格互差1200，在1200处为整数个三角波周期。比如N取6、9、24、27、159等。同步调制的缺点：低频时谐波增大，比如高频时每周6个脉冲，谐波相对较小，但在fr仅为几Hz时，每周若仍为6个脉冲，由于低频时基波幅度小,谐波成分相对增大，再说低频时的谐波不易滤除。异步调制:在调制波频率连续改变时，fc恒频，可以克服上述缺点，但又失去了所有的正负半周对称与三相波的对称性。因为不能保证N总为整数.当然在半周脉冲数很多的情况下，其影响程度会减小。分段同步调制：具有上两者的优点，N可变但始终保持为3的整数倍。不同频段采用不同的载波比，随着fr的降低N逐步加大。按图示fc~fr频率配合关系，依次取21，33，45，69，99，147，201等。随fR↓每周脉冲个数逐步增加。无论那个频率段上，fc始终保持在一定范围内，即意味着功率器件的开关频率保持在适当范围内，本方案为1.4~2.0kHz，完成这种配合关系用微处理器较容易实现。调制频段fr（Hz）载波比N载频范围fc（Hz）60~100211260~210043~60331419~1980456999147201分段同步调制的频段及载波比：•思考题：（P227）8-15，16