中频数字接收机技术

第四讲中频数字接收机技术电子科技大学：王洪§4.1无线电中的数字信号正交变换理论我们知道，现实中产生的物理可实现的信号是实信号，但本章却提出要将实信号正交分解为复信号，为什么要进行正交分解？直接利用现实中的信号不行吗？设有一个实信号x(t)，其正交分解后的复信号为z(t)，该信号的极坐标表示为：从这个表达式中，我们很容易得到信号的：瞬时包络瞬时相位瞬时频率而这三个参数，恰好是信号分析，参数测量和识别调制的基础。这就是对实信号进行解析表示的意义所在。)()()(ˆ)()(tjetatxjtxtz)(tdttd))(()(ta通过上面的介绍，我们知道了为什么要将信号进行正交解析表示。可是，怎样对信号进行正交表示呢？我们知道，一个实信号的频谱具有共轭对称性。所以，对于一个实信号，只要取其正频域部分或者负频域部分就能完全加以描述，而不会丢失任何信息！并且，所得的新信号是一个复信号！我们是否可以从这方面下手呢？假设有一个信号x(t)，取其正频域部分的频谱分量，这部分频谱可以用一个复函数z(t)来表示。则：（f0的分量加倍是为了使z(t)与原信号能量相等）。0,00),(0),(2)(fffXffXfZ再引入一个阶跃滤波器：这样，我们可以得到：0,10,00,1)(ffffH)](1)[()(fHfXfZ为卷积符号*)()()()(thtxtxtz易于求出我们把x(t)*h(t)叫做x(t)的Hilbert变换。我们可以发现，一个实数的Hilbert变换是一个复数，且同原信号正交。所以，一个实信号要进行正交分解，只需要：Hilbert变换x(t)xI(t)xQ(t);)(tjth4.1.1窄带信号的正交分解与模拟域实现一个实的窄带信号可表示为：其Hilbert变换为：所以：由于w0(t)为载频分量，不包含有用信息，故可简化表达式为：)]([0)()(ttjetatz)()()(tjBetatz)](sin[)()(0tttatx)](cos[)()(0tttatx为了得到ZB，我们可以这样：LPFLPFx(t))cos(0t)sin(0t)(tZBI)(tZBQ实信号的正交基带变换4.1.2数字混频正交实现所谓的数字混频实际上就是先将模拟信号进行数字化，再进行正交分解。如图：LPFLPFx(n))(tZBI)(tZBQ)cos(0n)sin(0nA/Dx(t)有时称为正交采样处理4.1.3基于多相滤波的数字正交变换设输入信号为：以采样率fs进行采样：所得的采样序列为：)](2cos[)()(0ttftatx)0,1,2,....(m1240mffS]2)12(sin[)(sin)(]2)12(cos[)(cos)()(nmnnanmnnanx]2)12(sin[)(]2)12(cos[)(nmnxnmnxBQBI从上式可得：令：则：nBInxnx)1)(2()2(nBQnxnx)1)(12()12(nBQnBInxnxnxnx)1)(12()(')1)(2()(')12()(')2()('nxnxnxnxBQBQBIBI也就是说，和分别是同相分量xBI(n)和正交分量xBQ(n)的二倍抽取序列。)('nxBI)('nxBQ22)(nx1zn)1(n)1()('nxBI)('nxBQ但是，仅仅做到这一步是不够的！我们来分析一下X’BI(n)和X’BQ(n)的频谱，由上式可见，两者的频谱相差了一个延迟因子，在时域上相当于相差半个采样点。这种“对不齐”的情况我们可以采用时延滤波器来解决（，）。)(5.0)('2jBIjBIeXeX22)(5.0)('jjBQjBQeeXeX2je)(jIeH)(jQeH时延滤波器设计时延滤波器特性：1)()(jQjIeHeH2)()(jjQjIeeHeH可以选择：1)()()()(2443jQjjIjjQjjIeHeeHeeHeeH或22)(nx1zn)1(n)1()('nxBI)('nxBQ)(nxBI)(nxBQ)(jIeH)(jQeH正交变换的多相滤波实现§4.2宽带数字接收机技术宽带数字接收机的高效结构混频后置结构最小公倍数结构二次变频结构2倍抽取结构改进的CIC滤波器基于CORDIC算法的NCO数据产生1、下变频器的高效结构设计准则：•降低混频器工作速度•降低滤波器工作速度•减少DDC硬件资源消耗102210)(2)()()()()(NmmTfjnTfjNmTmnfjmnxemheemnxmhnyooo1022)()()()(NmmTfjnDTfjdmnDxemhenDynyoonTfjoenhnc2)()(LetDfssf（1）混频器后置结构fDf多相滤波器nnznczC][)(nnnDnDDnDnzDDnczzDnczzDnc)]1([]1[][)1(1)()()(1)1(110DDDDDzEzzEzzE10)(DkkDkzzE11,0)()(DkzknDczEnnk其中（2）最小公倍数结构多相滤波结构中，数据以周期D分配到各支路中。如果NCO周期为M，则分配到各滤波器支路的NCO数据也具有周期性。12345;678910;111213141516…NCO)(nx例如:M=3andD=52310,,)(aaans特殊情况下，M=DoutsssfDfMfMmMmff1,1,0满足条件：fnTjMmnjffMmnjfffnjffnjeeeeessoso22222RF信号0fIFfSIG混频器将输入信号搬移到中频NCO1fLO=fSIG-fIFIFBW粗调NCO2fIFDCBW细调（3）二次变频结构二次变频结构仿真输入信号形式：LFM信号中频：200MHz带宽：50MHz输出信号数据率大于50MHz，采样率在200～400MHz之间，取M=D=4，采样率为270MHz200202.52.532.52702702704270ossfmffMf)2/3cos()/2cos(0nfnfs第一本振数据：实部:虚部:)2/3sin(n1,0,-1,00,1,0,-1第二本振数据:/54jne周期为108第一本振的混频可以省略!（4）2倍抽取结构221HLsfffmm,1,2,/HmfB带通采样定理：最优采样率：0421optffnNCO数据：0002(21)2cos()cos(1)cos()42ksfknfnnff02sin()(1)sin()2ksfnnfI路：Q路：仿真：设输入为中频300MHz，带宽100MHz的LFM信号，按最优采样定理，取采样率为240MHz，输出为120MHz。（5）几种结构的比较2、基于CORDIC算法的NCO数据产生11122arctan2iiiiiiiiiiiiiixxydyyxdzzd坐标旋转计算机算法（CoordinateRotationDigitalComputer）只使用移位和加法运算来计算正弦、余弦、极坐标和直角坐标变换与反变换、反正切、矢量求模、反正弦、反余弦、开方等运算4.3信道化接收机数学模型上一节介绍的两种结构模型只能对单个信号或有限几个信号进行解调接收，必须首先确知在哪个信道上有信号。这种结构的潜在问题是需要一个搜索或监视接收机的专用设备对全频段进行搜索监视，如果搜索速度不够快，就会遗漏或丢失信号。因此，本部分讨论基于多相滤波器组的信道化接收机就可以实现全概率的信号截获。4.3.1数字滤波器组与信道化基本概念数字滤波器组是指具有共同输入，若干个输出端的一组滤波器，如下图所示。h0(n)h1(n)hK-1(n)……x(n)y0(n)y1(n)yK-1(n)…显然除h0(n)可能是低通滤波器外，其他的数字滤波器都是带通滤波器或单边带滤波器。DDD复信道化滤波器组概念如果这K个滤波器是把宽带信号S(n)均分成K个子频带信号输出，那么就把这种滤波器叫做信道化滤波器。D/()jKHe2+1+0D-1D-20…………D/3D/D/3可以得到滤波器组的各个滤波器DnijlpnTjlpitDTijlptjlpiDijlpjienhenhnhetheththDieHeH22)2()()()()()()(,,2,1][)(00先设计一低通滤波器，如右图所示：0)(jlpeHD/2复信道化滤波器组设计显然以上滤波器组可以表示如下，这就是传统的并行处理算法实现框图，其中：()LPHn()LPHn0jne1jnex(n)y0(m)DDy1(m)……………………….()LPHn1DjneDyD-1(m)1,,2,1,0/2DiDii实信道化滤波器组概念如果在正频率段用K个滤波器是把宽带实信号S(n)均分成K个子频带信号输出，就构成了实信道化滤波器。D/()jKHe3+2+1+1-2-0…………D/2D/D/23-可以得到滤波器组的各个滤波器)sin()(ˆ)cos()()(2)sin()(ˆ)cos()()(2,,2,1][21)()()(DninhDninhnhtDithtDiththDieHeHeHlplpilplpiDijlpDijlpji＋＋＋－＋先设计一低通滤波器，如右图所示：0)(jlpeHD/D/－实际实信道化滤波器组设计在实际应用以上滤波器组可以用更简单的表示，构成传统的并行处理算法实现框图。1,,2,1,0/)cos()()(DiDitththiilpi其中：()LPHn()LPHnx(n)y0(m)DDy1(m)………………()LPHnDyD-1(m))cos(ti)cos(ti)cos(ti这种滤波器组把整个采样频带（）划分成若干个并行的信道输出，使得信号无论何时何地（信道）出现，均能加以截获，并进行解调分析，所以它具备了全概率截获的能力，是侦收跳频、“突发”以及自适应通信信号的理想接收机。本结构的缺点是：当信道数多时，D值会很大，低通滤波器的阶数可能会很大，实现效率很低。下面介绍高效的实现方法。0~Sf4.3.2基于DFT滤波器组的信道化接收机数学模型（复信道化处理）上面数字滤波器组和后面进行的抽取可以借助多相分解算法减少运算量。lDlijlpliiiDnijlpilnxelhlnxlhnhnxnyenhnh)()()()()()()()()(22抽取后：lDlijlpmDniilmDxelhnymy)()()()(2基于DFT滤波器组的并行处理hlp(l)多相分解表示：l=l*D+k，k=0,1,…,D-1代入：102**10*)(2****])[()()()()(DkDkijllpDklDkDlijlpiekDlmxkDlhkDlmDxekDlhmy)()(1,,1,0)()()(***kmDxmxDkzkDlhzElklllplpk由定义可知有：基于DFT滤波器组的并行处理代入上面两个定义式：102,102**)()()()(