微机原理 中断与中断管理

9.1引言9.2抽样定理9.4模拟信号的量化9.5脉冲编码调制9.9时分复用和多路数字电话系统作业9.7增量调制9.8PCM和ΔM的性能比较9.6差分脉冲编码调制习题9-1、9、10、13、14作业9.1引言特点：用数字通信系统传输模拟信号m（t）{ak}m（t）数字通信系统模拟信息源抽样量化编码译码低通{ak}任务：模拟信号的数字化，形成数字基带信号数字基带信号的无失真传输从接收数字信号中完整无失真的还原模拟信号9.2抽样定理9.2.1低通型信号的抽样定理9.2.2带通型信号的抽样定理定义：一个频带限制在fm以下的连续信号m(t)，可以唯一的用时间间隔的抽样值序列来确定。9.2.1低通信号的抽样定理msf21T或：若连续信号m(t)的频带限制在fm以下，则当抽样信号频率满足fs≥2fm，并对m(t)进行抽样，必能从所得样值序列中恢复m(t)。抽样：每隔一定的时间间隔T，抽取模拟信号的一个瞬时幅度值（样值）。概念抽样频率fs：fs不是越高越好，与数字基带信号的带宽有关。图形说明)f(Tms(t)sT0时域图频谱图tfttm(t)M(f)fm-fmMs(f)0fsfsf)t(Tmsf2f讨论：msff2msff2结论：fs的值必须满足抽样定理9.2.2带通型信号的抽样定理定义：若模拟信号m(t)的频率范围为fL~fH带宽B=fH-fL如果fLB，则m(t)为低通型信号如果fLB，则m(t)为带通型信号概念：带通型信号的fH很高，若仍按fs≥2fH抽样，虽能满足样值序列频谱不产生重叠以确保恢复m(t)的要求，但将降低信道频带利用率。讨论：结论：B2)nk1(B2fs)ff(1m22fHLsfH=nBfH任意fs通用公式fMs(f)0B-B令带通信号fH=6B，抽样频率fs=2B9.2.2.1fH=nBfM(f)fLfHfs-fs0fδT(f)0-fL-fHB-B讨论：Bfs2Bfs2结论：若限制fs2fH，只有当抽样频率fs=2B时，样值序列的频谱不发生重叠。因此抽样频率值特殊。fMs(f)0B-B9.2.2.2fH=nB+kB(n=0、1、2…0k1)令带通信号fH=4B+kB，抽样频率fs=2BfM(f)fLfH0-fL-fHB-Bfs-fsfδT(f)0结论：样值序列的频谱发生重叠，不能恢复模拟信号。讨论fs的选择方法δT(f)f0snffMs(f)0B-BB2fsBfs2fs的选择方法恢复m(t)的条件是红三角形频谱图处不能产生重叠fs-fs因而需将与之重叠的下边带移开nBfkBH)nBf(2H讨论：∵nfs抽样脉冲右移距离是)nBf(2H∴n)nBf(2B2fHs)nk1(B2fs无解9.2.2.3fs的通用公式fM(f)fLfH0-fL-fHB-BδT(f)f0fs-fs设fH=2.8BfMs(f)0B-B定义：IL)Bf(m∴m=1令fs=2fH减小fs，可以使所有下边带左移，与红色频谱不重叠的条件是:LLsfffHHsfff2第一个下边带第二个下边带通式推导∴取B07.3)ff(32fHLsB6.3fsB8.2fs讨论：fs=3BδT(f)f0fM(f)fLfH0-fL-fHB-Bfs令fs=2fHfH=5.5BfL=4.5B4)Bf(mILf0讨论：fs=8Bfs=3Bmfsfs=2.2B与红色频谱不重叠的条件是:LLsfffmHHsfff)1m(令：HHsLsLfff)1m()ffm(f防卫带相等)ff(1m22fHLsmf2fLs上限1mf2fHs下限∴9.4模拟信号的量化9.4.1量化的定义9.4.2均匀量化9.4.3非均匀量化特征：模拟信号被抽样后，若抽样值仍随信号幅度连续变化，则当其上叠加噪声后，接收端无法准确判断所发送的样值。定义：利用预先规定的有限个电平来表示模拟样值的过程称为量化。模拟信号m(t)量化信号mq(t)9.4.1量化的定义样值信号ms(t)量化误差信号常用名词量化区间(mi-1,mi)量化电平qi量化间隔Δv（量化噪声）量化信噪比Sq/Nq量化器ms(kTs)mq(kTs)波形量化级数M动态范围(-a,a)eq(t)=|ms(t)-mq(t)|Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Tsm(t)qit0mi-1mi量化信号mq(t)ms(t)量化信噪比mq=mq(kTs)记：ms=ms(kTs)2qs2qqq)mm(EmENSΔvt0v21量化误差nq定义：把输入信号m(t)的值域按等距离分割的量化称为均匀量化，其量化电平取量化区间的中点。9.4.2均匀量化Δv为常数分析量化信噪比设m(t)的参数：动态范围(-a,a)量化间隔Δv=2a/Mmi=-a+iΔv第i个量化区间的终点量化级数为Mqi=(mi-1+mi)/2i=1、2……Mmi-1=-a+(i-1)Δv第i个量化区间的起点量化区间量化电平M1imm2i2qsqi1idx)x(f)qx()mm(EN当m(t)是平稳随机过程，概率密度函数为f(x)时dx)x(fqdx)x(fxmESi1immM1i2iaa22qq例解：当Δv一定，Nq为常数。与输入信号大小无关例：已知均匀量化器量化级数为M，输入信号在[-a，a]具有均匀概率分布，试求输出端的量化信噪比。M1imm2iqi1idx)x(f)qx(Ndx)x(fqSi1immM1i2iq∵a21)x(fv)1i(am1iviamiMa2v∴dxa21qviav)1i(aM1i2i22)v(12M12)v(2a24)v(M3满负荷值当输入信号较小时，Sq比满负荷值小，导致Sq/Nq小，不能满足通信的要求。dxa21xaa23a2M1i3va2419.4.3非均匀量化定义：Δv不为常数思路：输入信号的特征是小信号出现的概率大，大信号出现的概率小，因而重点要改善小信号的量化信噪比。实现：将抽样值通过对数压缩再进行均匀量化对数压缩方法：15折线μ率压缩13折线A率压缩xy1121418181871281868283848587量化波形Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Tsm(t)qit0mi-1mimq(t)ms(t)Δvi13折线分段时的x值与实际的x值比较13折线A率压缩Aln1AxyAln1Axln1yA1x01xA16.87Ay01按折线分段的x01实际x的计算值01段落12345678斜率1616842121418182838485868712816413211618141216.6016.3014.1517971.93.3198.1112810x1①y：归一化的输出x：归一化的输入μ：压扩参数)ln()ln(1x1y电压压缩器可能的最大输出压缩器的输出电压y电压压缩器可能的最大输入压缩器的输入电压x15折线μ率压缩折线法分析量化误差'ydxdyxy令对①式∴量化误差=)ln('1x1y'yyx且'y2y)ln()(1x12y2x当μ0时，是压缩后量化精度提高的倍数，2x/2y∴定义表示量化信噪比改善程度xdyd20xy20QdBlglg例：设μ=100小信号时（x→0）∴6241001x1dxdy00xx.)ln()(大信号时（x=1）说明性能变差解：dB726xdyd20QdB.lg67411x1dxdy1x1x.)ln()(∴dB313xdyd20QdB.lg9.5脉冲编码调制（PCM）9.5.1码型的选择9.5.2PCM编码方法9.5.3PCM系统的抗噪性能自然二进制码折叠二进制码格雷码抽样值脉冲极性自然二进制码折叠二进制码量化级正极性信号1111117110110610110151001004负极性信号01100030100012001010100001109.5.1码型的选择发发收011收011收000收000发发折叠码优点：1）只需对单极性信号进行编码。2）小信号的抗噪性能强，大信号反之。码位数N的确定：当输入信号动态范围一定，量化级数M越大，量化间隔Δv越小，量化噪声越小，但所需编码位数N越多。定义：N2MPCM信号参数fs=8KHz、混合量化方法、二进制折叠码M=256、N=8一个码组：C1C2C3C4C5C6C7C8C1极性码C2C3C4段落码C5C6C7C8段内码9.5.2PCM编码方法量化区间的划分x12141811281641321161非均匀量化M1=8，分为8个段落0均匀量化M2=16，每段分为16级第一、二段1281021vvv最小量化区间016v1664132v2v3依此类推：v2v2v234v2v2v345v2v2v456v2v2v567第三段v2v2v678128164132164M=M0M1M2=431222段落号12345678段落起点电平01632641282565121024编码方法段落号段落码C2C3C481117110610151004011301020011000段内码量化级C5C6C7C8111115111014……1000801117……0001100000例例：已知一个样值为+1270个量化单位，采用13折线A率压缩。求PCM编码码组和量化误差。解：1）确定C1∴C1=1∵+1270个量化单位=+1270Δv02）确定C2C3C4∵102412702048∴C2C3C4=1113）确定C5C6C7C8v2v68∵v64v8204810241088∴54364102412701270∴C5C6C7C8=0011样值落在第3量化级4）确定量化误差∵第3量化级的坐标为（1216，1280）∴量化电平1248)12801216(21qi∴量化误差=1270-1248=22(量化单位)(量化单位)样值落在第8段∴码组：11110011PCM系统框图系统输出其中：m0(t)：有效输出信号nq0(t)：量化噪声引起的输出噪声ne(t)：信道加性噪声引起的输出噪声系统输出信噪比为9.5.3PCM系统的抗噪性能)()()()(ˆtntntmtmeq02e20q2000nEnEmENS20q200q0nEmENS2e20e0nEmENS讨论：m(t)信道抽样译码量化编码A/D)(ˆtmn(t)ms(t)mq(t)低通分析均匀量化器20q200q0nEmENS12vN20q)(设样值信号为ms(t)、量化信号为mq(t)输出量化噪声功率输出有效信号功率220v12MS)(N220q02MNS∴输出信噪比译码输出还原量化信号二进码位数N与量化级数M的关系为M=2N∵PCM信号一个抽样值对应一个时隙，一个时隙对应8bit，每8bit称为一个码组，n(t)对信号的干扰造成码元错判（bit错误）。∴n(t)的大小不同将会造成一个码组中出现一位错码和多位错码的情况。∴仅讨论1位错码的情况（因多位码同时出错事件出现的概率极小）设每个码元的误码率为Pe（各码元之间相互独立）2e20e0nEmENS∵已知接收输出端有效信号功率∴只需求出n(t)经译码输出后的噪声功率设接收码组码长为N接收框图N0低通译码S(t)S0n(t)接收时，码组中任意一位均可能出错，考虑误码积累权值：2N-12N-22i212012MS220)(寻找信噪比与误码率的关系讨论出现1位错码N-1N-2i10结论：输出端信噪比ee0P41NS量化间隔为Δv若第0位码判决错译码误差为±20Δv译码误差为±27Δv设码组中每