基于OFDMA TDD的B3G基带系统设计

基于OFDMA/TDD的B3G基带系统设计（草稿）赵学渊04.1.13一．OFDM基本参数及其设计考虑参数定义:wB信道带宽,cf载波频率,sf时域基带采样频率,N为所有子载波数,uN为可用子载波数,pN为导频子载波数,dupNNN为数据子载波数.为循环前缀时间和有用时间(FFT周期)的比值.子载波间隔/wfBN,有用时间1/uTf,循环前缀时间guTT,OFDM符号时间symugTTT，winT时域加窗对应的时间，取为/2wingTT。时域样点间隔1/ssTf。为适应实验室不同目标和重点的仿真，设计了灵活可变的三种OFDM基本参数。需要特别主要的是，这三种参数是对应不同的信道环境的，在仿真中必须取对应的信道。设计1:1024子载波方案(推荐使用)信道环境:室外信道,仿真可取城区指数衰落,最大多径时延为7us,最大150km/h运动速度(700Hz多普勒频移).wB=20MHz,cf=5GHz.参数值说明基本参数sf20MHz和信道带宽在取值上相同。N1024编号-512~511uN800(*)编号-400~-1,1~400,0频空出.0频空出是因为有D/A和A/D变换偏置和载波馈通,不适合传输数据.不使用两侧子载波是为减小带外功率.pN32导频子载波编号:[-25:-25:-400]及[25:25:400]1/4最大多径时延对应的样点数为140，1/4比例循环前缀占256个样点，大于最大多径时延。可推导得出的参数dupNNN768(*)划分为32个子信道，每个子信道有24个子载波。/wfBN19.5KHz相干带宽为200KHz.远小于此，可认为在一个子载波内是平坦衰落。1/uTf51.2usguTT12.8ussymugTTT64us相干时间约为600us,在10个OFDM符号中可以认为是信道是慢变的。/2wingTT6.4us使频谱更陡峭(*):800个可用子载波由768个数据子载波和32个导频子载波构成。取768个数据子载波的原因:768=3*256=3*2^8,方便以2的指数进行子信道划分.取OFDM子信道中数据子载波个数为24，取32个子信道。每个子信道有1个导频，这样每个子信道有24个数据子载波和一个导频子载波，共25个子载波。插入导频子载波目的是进行相位跟踪,其间隔参考802.16a每个子信道插入一个固定位置的导频。使用时域加窗:使OFDM符号在频域上边缘下降更陡峭,带外干扰更小.使用过采样:提高时域采样速率,防止送入D/A变换器时产生失真.一般可取2~4倍过采样.设计2:512子载波方案信道环境:室外信道,仿真可取指数衰落,最大多径时延为5us，最大150km/h运动速度(700Hz多普勒频移).wB=20MHz,cf=5GHz.参数值说明基本参数sf20MHz和信道带宽在取值上相同。N512编号-256~255uN400编号-200~-1,1~200,0频空出.pN16导频子载波编号:[-25:-25:-200]及[25:25:200]仍然取每个子信道有24个数据子载波和一个导频子载波。1/4最大多径时延对应的样点数为100，1/4比例循环前缀占128个样点，大于最大多径时延。可推导得出的参数dupNNN384划分为16个子信道，每个子信道有24个数据子载波。/wfBN39.1KHz相干带宽为200KHz.远小于此，可认为在一个子载波内是平坦衰落。1/uTf25.6usguTT6.4ussymugTTT32us相干时间约为600us,在18个OFDM符号中可以认为是信道是慢变的。/2wingTT3.2us使频谱更陡峭设计3:256子载波方案信道环境:小范围室外信道/室内信道,仿真可取指数衰落,最大多径时延为2us,最大50km/h运动速度(230Hz多普勒频移).wB=20MHz,cf=5GHz.参数值说明基本参数sf20MHz和信道带宽在取值上相同。N256编号-128~127uN200编号-100~-1,1~100,0频空出.pN8导频子载波编号:[-25:-25:-200]及[25:25:100]每个子信道有24个数据子载波和一个导频子载波。1/4最大多径时延对应的样点数为40，1/4比例循环前缀占64个样点，大于最大多径时延。可推导得出的参数dupNNN192划分为8个子信道，每个子信道有24个数据子载波。/wfBN78.1KHz相干带宽为200KHz.远小于此，可认为在一个子载波内是平坦衰落。1/uTf12.8usguTT3.2ussymugTTT16us相干时间约为1840us,在115个OFDM符号中可以认为是信道是慢变的。/2wingTT1.6us使频谱更陡峭二．帧结构及其设计考虑1．上下行设计的基本考虑1)下行是基站到移动台,帧是广播式的发送,移动台容易通过训练序列达到同步.上行是移动台到基站,移动台发送的帧到达基站的时间不同,定时同步较上行困难.对单用户OFDM系统,这将引入ISI和ICI;对多用户OFDMA,MC-CDMA系统等,还将引入MAI.2)收发机功能和复杂度不同,基站收发机在结构上可以做得比较复杂,而移动台则相对简单。比如基站可以使用多个发送和接收天线,而移动台则一般使用一条天线。但是基站要处理大量用户的接入申请，运算量本身已经较大，如果再对每个移动台用户的信道进行估计，则可能运算量过大。因此可以考虑在移动台进行信道估计，并根据TDD模型信道的对称性，在发送端进行预均衡，基站不用在进行信道估计和均衡，以减小基站对每个用户的处理时间。2．双工方式的基本考虑不对称和变速率的数据业务:TDD可以动态调整上行/下行时隙宽度,从而适应不对称和变速率业务.而FDD信道固定,不适合变速率业务.TDD因此频谱效率也较高。定时要求:TDD同步要求严格,而FDD则不严格,所以FDD的实现复杂度较TDD低.信道的对称性.如果使用TDD方式,信道认为是对称的,则可以使用预均衡,联合发送等技术,事先补偿信道的响应.FDD保护频带:FDD需要保护频带,而TDD不需要.TDD切换时间:TDD需要上下行切换时间,而FDD不需要本文选择TDD方式作为所选的双工方式。3．一种帧结构的设计这些下标表示第n个OFDM符号，第k个子载波上的：,knX：频域发送数据信号；(),pknX表示第p个用户频域发送数据信号，下同。,knY：频域接收数据信号；,knP：频域发送导频信号，,knR：的频域接收导频信号；,knH：频域信道响应。ms为时域第m个时域发送信号样点，mr为时域第m个时域接收信号样点。cf为载波频偏，t为抽样时钟频偏引起的定时误差。P为总用户数，Q为子信道数。下行前导下行信令下行数据保护间隔保护间隔(1)(2)(3)(4)(5)(6)(7)(8)用户接入申请时隙上行前导上行信令上行数据(4)下行上行一个TDD帧可以考虑在下行信令后加入上行信令，以及时把信道信息传输给基站。(1)下行前导CPCP|--------128+8*128---------|这个前导是和802.11a以及802.16a类似的前导序列，由两部分重复的OFDM符号训练序列构成，其主要完成的功能是信道估计和频偏分数倍估计，以及符号定时，插入的序列是伪随机序列。信道估计首先使用LS估计，估计出子载波的频域响应，然后使用进行线性插值，得到偶数位置的信道频率响应，构成整个子载波上的频率响应p。接下来进行MMSE维纳滤波,以改善系统性能：ˆh=Wp维纳滤波器的抽头系数矩阵W是由信道冲击响应h和接收频率响应p的互相关，以及频率响应p的自相关计算得到的：-1hpppW=RR为降低维纳滤波器的复杂度，可以只使用相邻的L个子载波上的数据进行加权，而不是上式中使用所有子载波进行加权。维纳滤波器的系数hpR是未知的，但是我们可以通过频率间隔相关函数求得。对于时延功率谱为指数衰减的信道，有其频率间隔相关函数为：'0'11()()112HrmsPfKKjfK,256…128128256512512其中0P为接收功率，K为莱斯衰落的K因子，rms为均方根时延.1121KKK，'f为频率间隔相关函数频率变量。{}[((1))((3))((1))]HHHEhLfLfLfHhprp其中f为前面第一部分定义的子载波间隔,hpr为长度L的行向量。定时同步误差的引入定时误差:时域定时算法自动引入,同一OFDM符号不同子载波相位旋转不同,不同OFDM符号相位相同.载波频率和载波相位误差：在子载波上加相位偏移,不同OFDM符号相位不同,同一OFDM符号所有子载波相位相同.抽样时钟和样值定时误差：在子载波上加相位偏移,不同的OFDM符号相位不同,不同的子载波相位不同。相位噪声：产生高斯随机向量,通过频域的成型滤波器（高通滤波器,积分器）,最后加上随机相位,得到时域相位噪声的序列。帧定时:如可以使用双窗口能量检测,判决变量:12021||||MnmmLnnllrmr,M和L分别是前后窗口的宽度.nr为前定义的接收到的第n个时域样点.双窗口能量检测比较适用于未知前导序列的帧定时.载波频偏整数倍和分数倍估计:训练序列延时相关,取角度的方法:接收信号2,csjfnTnnsrseT其中为时域样点间隔，cf为载波频偏。延时相关:112*200||csLLjfDTnnDnnncrres，D为时延样点数,L为做相关的窗口长度。取角度:1()2csfanglecDT符号定时误差估计:延时相关方法,判决变量:22||/()nnmcp其中:1*0120||LnnknkDkLnnkDkcrrpr,L是窗口宽度,D是延时量值.延时相关方法适用与已知前导序列的帧定时或符号定时.相位跟踪：接收机把pN个导频位置的频域接收值乘上发送导频和信道响应的估计值：*,,,1ˆ[()]pNnknknknkRHP假设信道估计是完全准确的，则可以得到22,1ˆ[||]pcNjnfnknkeH抽样频偏估计和纠正:使用不同的OFDM符号,同样位置的导频子载波,进行相位比较得出.2*22,,,1,,||||suTjktnTknknknknknMRRHPe分别计算正负子载波的,knM，取相位相减，即可以得到抽样频偏引起的定时误差估计值ˆt。(2)下行信令此为一个OFDM符号.信令的内容包括:此帧中OFDM符号的子载波数；OFDM符号个数；是否使用自适应调制，如果使用各个子载波/子带的调制方式；给各个移动台分配的子载波编号.(3)下行数据此部分由多个OFDM符号构成,长度可变,为适应不同的下行传输速率.数据中插入导频，起到相位跟踪的作用。导频参考802.16a和DVB-T的设计，分为两类：同步导频，被加在OFDM符号的固定位置，用作抽样时钟频偏估计和载波频偏相位跟踪。间隔24个数据子载波插一个，共插32个导频。信道估计导频，间隔小于相干带宽，可以做信道估计。每10个OFDM符号有一个符号插入散布导频。可取间隔8个子载波插入一个信道估计导频，接收端LS估计后，使用线性或二阶插值估计其他位置点的信道响应。可以考虑使用线性插值预测的方法，来估计本帧中的OFDM符号的频域信道响应：001,,,,()knkTSkTSkTSFnHHHHNFN是一次信道估计值应用的OFDM符号数，为10。(4)保护间隔此保护间隔为上行和下行收发机切换时间。(5)用户接入申请时隙移动台在和基站通信前，需要首先在此时隙内申请接入。(6)上行前导其结构如下：下行已经使得接收机和发射机的载波频偏和抽样时钟频偏控制在了允许的范围内，因此上行不再进行载波频偏和抽样频偏的纠正。此处前导的作用是进行符号定时，信道估计和载波相位纠正。(7)上行信令移动台将一些信令信息传输给基站。可占多个OFDM符号。(8)上行数据移动台如果分配相邻的子载波，则有可能相邻的子载波都经历深度衰落，则此移动