谐振功率放大器

第2章谐振功率放大器2.1谐振功率放大器的工作原理2.2谐振功率放大器的性能特点2.3谐振功率放大器电路第2章谐振功率放大器谐振功放是一种用谐振系统谐振系统作为匹配网络的功率放大器，一般工作在丙类（或丁类、乙类），主要用在无线电发射机中，用来对载波或已调波进行功率放大。用途：对载波或已调波进行功率放大构成：放大器件＋匹配网络（谐振系统）应用状态：丙类（或丁类、乙类）在高频范围内，为了获得足够大的高频输出功率，必须采用高频调谐功率放大器，这是发射设备的重要组成部分。•对高频功率放大器的一般要求同低频功放相同：输出功率大效率高特点(1)工作频率高，相对频带窄;(2)采用选频网络作为负载回路;(3)放大器一般工作在C（丙）类工作状态，属于非线性电路;(4)不能用线性模型电路分析，一般采用图解法分析和折线法.功率放大器按工作状态分类A（甲）类：导通角为AB（甲乙）类：导通角为B（乙）类：导通角为C（丙）类：导通角为o180=θo90θo90=θo90θ近年来双出现了D类、E类及S类等开关功率放大器ECICEOuCEiCO转移特性曲线输出特性曲线()常量==CEuBEcufi()常量==BEuCEcufiBBU−•UBZ•Q•••QA类：o180=θQ位于放大区B类：o90=θBZBBUU=C类：o90θ,BZBBUU。BEuci•截止区饱和区2.1谐振功率放大器的工作原理在谐振功率放大器中，它的管外电路由直流馈电电路和滤波匹配网络两部分组成。2.1.1丙类谐振功率放大器1.电路组成ZL——外接负载，呈阻抗性，用CL与RL串联等效电路表示。Lr和Cr——匹配网络，与ZL组成并联谐振回路。调节Cr使回路谐振在输入信号频率。VBB——基极偏置电压，设置在功率管的截止区，以实现丙类工作。2.集电极电流ic若忽略基区宽度调制效应及管子结电容的影响，则在输入信号电压的作用下，tVtvsbmbcos)(ω=根据，tVVtvVvsbmBBbBBBEcos)(ω+=+=在静态转移特性曲线(ic～vBE)上画出的集电极电流波形是一串周期重复的脉冲序列，脉冲宽度小于半个周期。用付里叶级数可将电流脉冲序列分解为平均分量、基波分量和各次谐波分量之和，即⋅⋅⋅+++=⋅⋅⋅⋅+++=tItIIiiIisc2msc1m0Cc2c1C0Ccos2cosωω3.输出电压vo(1)对基波分量由于集电极谐振回路调谐在输入信号频率上，因而它对iC中的基波分量呈现的阻抗昀大，且为纯电阻，称为谐振电阻，在高Q回路中，其值Re近似为LtrL2r20eRCLRLR==ω式中，LrLrtCCCCC+=——回路总电容Lr0e/RLQω=——回路有载品质因数(2)对非基波分量谐振回路对iC中的其它分量呈现的阻抗均很小，平均分量和各次谐波分量产生的电压均可忽略。结论：回路上仅有由基波分量产生的电压vc，因而在负载上可得到所需的不失真信号功率。小结：丙类谐振功率放大器的功能(1)选频：利用谐振回路的选频作用，可将失真的集电极电流脉冲变换为不失真的输出余弦电压。(2)阻抗匹配：谐振回路将含有电抗分量的外接负载变换为谐振电阻Re，而且调节Lr和Cr还能保持回路谐振时使Re等于放大管所需的集电极负载值，实现阻抗匹配。所以，谐振功率放大器中，谐振回路起到选频和匹配负载的双重作用。4.丙类功放的功率特性分析(1)丙类功放的问题若提高集电极效率，管子导通时间减小；但引起iC中基波分量幅度Icm减小，从而导致输出功率减小。(2)解决方法①将基极偏置电压VBB向负值方向增大，减少管子导通时间。②增大集电极脉冲高度，即提高输入激励电压幅度Vbm，使减小导通时间的同时维持输出功率不变。③后果：加到基极上的昀大反向电压(VBB－Vbm)可能使功率管发射结反向击穿。在维持输出功率的条件下，一味地减管子导通时间来提高集电极效率的做法往往是不现实的。为进一步提高效率，可采用开关工作的谐振功率放大器——丁类。2.1.2丁类和戊类谐振功率放大器1.丁类简介(1)电路Tr次级两绕组相同，极性相反。T1和T2特性配对，为同型管。(2)原理若vi足够大，则vi＜0时，T1饱和导通，T2截止，CE(sat)CCA1vVv−=vi＞0，T2饱和导通，T1截止，CE(sat)A2vv=A点幅值：vA=vA1−vA2=CE(sat)CC2vV−该电压加到L、C、R串联谐振回路上，若谐振回路工作在输入信号角频率上，且其Q值足够高，则可近似认为通过回路的电流iL是角频率为ω的余弦波，RL上获得不失真输出功率。(3)性能特点①T1、T2尽管导通电流很大，但相应的管压降很小()CE(sat)v，管耗小，放大器的效率高。(90%以上)②考虑结电容、分布电容等影响，实际波形如vA虚线所示，管子动态管耗增大，丁类功放效率受限。2.戊类放大器为了克服这个缺点，在开关工作的基础上采用一个特殊设计的集电极，保证vCE为昀小值的一段期间内，才有集电极电流流通，这是正在发展的戊类放大器。2.实现原理在丙类谐振放大器中，将输出谐振回路调谐在输入信号频率的n次谐波上，则输出谐振回路上仅有iC中的n次谐波分量产生的高频电压，而其它分量产生的电压均可忽略，因而RL上得到了频率为输入信号频率n倍的输出信号功率。2.1.3倍频器1.概念倍频器(FrequencyMultiplier)：将输入信号的频率倍增n倍的电路。3.倍频电路②滤波。谐振回路需滤除高于n和低于n的各次分量。低于n的分量幅度较大，滤除较难。倍频次数越高，对谐振回路提出的滤波要求越苛刻，不易实现。(2)变容二极管、阶跃二极管构成参量倍频器，适用于倍频次数较高时。(1)三极管倍频器倍频次数不能太高，一般为二倍或三倍频。原因：①效率。集电极电流脉冲中包含的谐波分量的幅度随着n的增加而迅速减小。倍频次数过高，倍频器的输出功率和效率就会过低。2.2谐振功率放大器的性能特点2.2.1近似分析方法1.概述丙类谐振功率放大器：集电极负载为包含电抗元件的谐振回路，使得集电极电压，电流波形不同。但二者又互为确定(vCE由iC产生，而vCE通过基极宽度调制效应影响iC)。要精确分析谐振功放，要解非线性方程，繁琐。2.谐振功放的近似分析方法——准静态分析法(1)方法基于下面的两个假设假设一：谐振回路具有理想的滤波特性，只能产生基波电压（在倍频器中，只能产生特定次数的谐波电压），其它分量的电压均可忽略。所以，尽管集电极电流为脉冲波，但集电极电压却是余弦的。同理，放大器输入端也有谐振回路，尽管基极电流为脉冲波，但基极电压是余弦的，可表示为：tVVvtVVvωωcoscoscmCCCEbmBBBE−=+=(2-2-1)假设二：功率管的特性用输入和输出静态特性曲线表示，其高频效应可忽略。分析时的输出特性曲线，其参变量采用vBE，而不是通常的iB。(2)分析步骤①由式2-2-1确定vBE和vCE：先设定VBB、Vbm、VCC、Vcm四个电量数值，并将ωt按等间隔(ωt=0º，±15º，±30º，……)给定不同的数值，则vBE和vCE便确定(图a)。tVVvtVVvωωcoscoscmCCCEbmBBBE−=+=(2-2-1)②由输出特性画iC：根据不同间隔上的vBE和vCE值，在输出特性曲线上（以vBE为参变量）找到对应的动态点，由此可以确定iC值的波形，其中动态点的连线称为谐振功率放大器的动态线。(a)(b)不到VCC，因为导通角小于π.(3)功率性能分析①谐振电阻用付里叶变换对iC脉冲波进行分解，求出其中的平均分量IC0和基波分量Ic1m。由此可以确定所需的集电极谐振回路谐振电阻Re。c1mcme/IVR=②功率性能DoCoDCm1Ccmo0CCCD/2/PPPPPIVPIVP=−===η脉冲余弦电流的分解iCQAQB0QCUonuBEICm180°＜180°ωtVBEiC斜率gUBB00θuBEUonuBEUbmiCICm0θ2θωtωtiCmaxVVBEVBEVbmVon集电极电流iC的分段表达式：iC=g(vBE-Von)uBE≥Von　　　iC=0uBE＜Von如果将输入信号在一个周期内的导通情况用对应的导通角度2θ来表示,则称θ为导通角。可见,0°≤θ≤180°。　在放大区,将式(2-2-1)代入,可以得到:iC=g(VBB+Vbmcosωt-Von　)当ωt=θ时,iC=0,可求得:当ωt=0时,iC=iCmax,可求得:bmBBonVVV−=arccosθθcos1imaxC−=bmgV所以有：()θθωθωcos1coscosicoscoscmax−−=−=ttgVbmmaxcoscos,1cosCCtiitωθθωθθ−=−≤≤−)cos-(1Vg)cosV-(Vg)V-V(VgibmbmbmonbmBBmaxCθ=θ=+=bmBBonVVV−=θcos)cosV-tcos(Vg)V-tcosV(VgibmbmonbmBBcθω=ω+=从集电极电流iC的表达式可以看出,这是一个周期性的尖顶余弦脉冲函数,因此可以用傅里叶级数展开,即iC=IC0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…+Icnmcosnωt+…其中各个系数可用积分方法求得，例如tdtniItdtiItdiICcnmCmcCCωωπωωπωπθθθθθθcos1,cos1,2110∫∫∫−−−===L将式中iC代入。由于iC是ICm和θ的函数,所以它的各次谐波的振幅也是iCmax和θ的函数,若iCmax固定,则只是θ的函数。iC中的直流分量为：基波分量的幅值为：n次谐波分量的幅值为：)()cos1(cossin210maxmax0θθπθθθωπθθaiitdiIccCC=−−==∫−)1()()coscos1)(1(cossin2cossin2cos1max2max=−−−==∫−nainnnnnitdtniInccCcnmθθθπθθθθωωπθθ)()cos1(cossincos11maxmax1θθπθθθωωπθθaiitdtiIccCmc=−−==∫−其中α0(θ),α1(θ),…αn(θ),…被称为尖顶余弦脉冲的分解系数。….)cos1(cossin)(0θπθθθθα−−=)cos1(cossin)(1θπθθθθα−−=)1()coscos1)(1(cossin2cossin2)(2−−−=nnnnnnanθθπθθθθθ余弦脉冲分解系数与θ的关系曲线小结已知VBB、Vbm、VCC、Vcm四个电量数值；可得：bmBBonVVV−=arccosθ)cos-(1VibmmaxCθg=)(0max0θaiIcC=)(1max1θaiIcmc=DoCoDCm1Ccmo0CCCD/2/PPPPPIVPIVP=−===η(4)讨论四变量VBB、Vbm、VCC、Vcm不同，iC的波形和数值就不同，由此求得的Re及相应的功率性能就不同。应了解四变量的影响。2.2.2欠压、临界和过压状态1.VBB、Vbm、VCC不变，iC随Vcm的变化规律(1)iC的宽度：由图所示，主要取决于VBB、Vbm，VBB、Vbm一定，iC脉宽近似确定，与Vcm关系不大。(2)iC的值：由tVVvtVVvωωcoscoscmCCCEbmBBBE−=+=；当ωt=0时，cmCCCEminCEbmBBBEmaxBE,VVVvVVvv−==+==当VBB、Vbm即vBEmax为定值时，Vcm↑→vCEmin↓动态点A左移情况①——A′：Vcm的取值，使所对应的动态点处在放大区。情况②——A″：Vcm增大，使ωt=0所对应的动态点处在临界点，iCmax略微减小。情况③——A′″：Vcm继续增大，使ωt=0所对应的动态点处在饱和区，iC迅速减小，电流脉冲出现凹陷，且随Vcm增大，凹陷加深。结论：当VBB、Vbm、VCC固定不变，Vcm由小增大时，CEv由大变小，故动态线左移。2.欠压、临界、过压欠压(Undervoltage)：vCEmin对应的动态点处于放大区。临界(Critical)：vCEmin对应的动态点处于放大区和饱和区之间的临界点。过压(Ov