微波毫米波Project论文

正交混合网络的设计姓名：学号：学院：电子工程与光电技术学院指导老师：李兆龙1正交混合网络的设计摘要随着通信技术的迅猛发展，微带定向耦合器作为微波、毫米波系统中的重要器件也得到了更大的关注。本文先介绍了3dB定向耦合器的研究背景，又通过将输入激励分解成偶模激励和奇模激励的叠加的偶—奇模分解技术从理论上分析了3dB定向耦合器的工作过程。通过ADS软件，对该正交混合网络结构进行原理图仿真，再生成版图。调整原理图中的微带线参数，使得Momentum中的仿真结果满足设计指标：回波损耗6%，完善隔离6%，以及在端口2和端口3处的3dB功率匹配的不平衡度1dB。分别设计3dB定向耦合器在5.8GHz低频和60GHz高频上微带线结构，并对其进行优化，改善其性能指标。对于工作频率为5.8GHz的定向耦合器，得到如下性能指标：①中心频率05.85fGHz；②20dBreturnlossbandwidth为16.39%；③20dBisolationbandwidth为13.64%；④Amplitudeimbalance0.41dBdB，Insertionimbalance0.41dBdB。对于工作频率为60GHz的定向耦合器，得到如下性能指标：①中心频率060.04fGHz；②20dBreturnlossbandwidth为15.01%；③20dBisolationbandwidth为14.31%；④Amplitudeimbalance0.8761dB，Insertionimbalance0.9071dB。最后，本文分析了所得到的定向耦合器的性能，验证其性能。关键字：ADS3dB定向耦合器微带线优化仿真2一、研究背景移动通信技术迅猛发展,通信频率资源紧张的趋势就日益凸显,通信频率逐渐向高频段发展。在发展高频率通信技术的过程中,微波、毫米波技术发展的战略意义更为突出。微带定向耦合器作为微波、毫米波系统中的重要器件,制约着系统性能和技术水平,其性能的优劣将直接影响到整个系统的质量。正交混合网络是3dB定向耦合器，它在广播电视发射系统中有着广泛的应用。3dB定向耦合器可将一路射频信号分配成幅度相等、相位差为90度的信号，也可将两路幅度相等、相位差为90度的信号合为一路，因此3dB定向耦合器具有功率合成和功率分配的性能。二、原理分析3dB定向耦合器，其直通和耦合臂的输出之间有90相位差。这种类型的混合网络通常做成微带线或带状线形式，如下图所示：1figure下面我们利用偶—奇模分解技术来分析正交混合网络的工作过程。参考1figure，分支线耦合器的基本运作如下：所有端口是匹配的，从端口1输入的功率对等地分配给端口2和端口3，这两个端口之间有90相移，没有功率耦合到端口4（隔离端）。所以[]S矩阵有如下形式：0100011[]1002010jjSjj其中，分支线混合网络有高度的对称性，任意端口都可以作为输入端口，输3出端口总是在与网络的输入端口相反的一侧，而隔离端是输入输出端口同侧的余下端口。对称性反映在散射矩阵中是每行可从第一行互换位置得到。首先用归一化形式画出正交混合微带线的电路示意图，如2figure所示。假定在端口1输入单位幅值的波。2figure归一化的正交混合微带线电路2figure可分解为偶模激励和奇模激励的叠加，如3figure所示。因为该电路是线性的，所以实际的响应可从偶模和奇模激励响应之和获得。3figure正交混合微带线分解为偶模和奇模：（a)偶模（e);(b)奇模（o)因为激励的对称性和反对称性，四端口网络能分解为一组两个无耦合的二端口网络，如3figure所示。因为这两个端口的输入波振幅为1/2，所以在正4交混合微带线网络每个端口处的振幅可表示为12341122112211221122eoeoeoeoBBTTBTTB式中，,eo和,eoT是3figure所示二端口网络的偶模和奇模的反射系数和传输系数。奇模二端口网络的o和oT可通过将电路中的每个级联器件的ABCD矩阵相乘得到：给出反射系数和传输系数为joo1210同样，对于偶模可以得到jee1210可以得到如下结果：12340(1902118020BjBBB端口是匹配的）（半功率，-相移）（半功率，-相移）（无功率）结合上述表达式可得到理想正交混合微带线网络的散射参数为：5三、仿真设计（一）1Task现在我们要使用20mil厚的/6002RTduroid介质作为底层材质，设计一个工作频率在5.8GHz的微带线结构。为了用ADS仿真出符合指标的Momentum结构，考虑先设计出原理图结构。在ADS中画出正交混合网络结构如下图：并设置介质参数：6使用罗杰斯公司的/6002RTduriod作为微带线的介质材料，通过查阅罗杰斯公司的官网，可以查阅到/6002RTduriod的参数：为了求得正交混合网络各支臂的尺寸，利用ADS中的LineCalc功能：将所用介质的参数导入LineCalc中，并设置电参数：特性阻抗0Z为50，电长度d为90和结构参数：中心频率0f为5.8GHz。对其进行综合，可知对于上述参数条件，合适的物理尺寸为：微带线的宽度W为47.896063mil，长度L为332.839764mil。同样对于特性阻抗为02Z，电长度d为4的微带线，同样可以综合得到合适的物理尺寸为：微带线的宽度W为81.343701mil，长度L为324.917323mil。将通过ADS的LineCalc得到的各支臂微带线的尺寸导入原理图中，并在正交混合网络的四个端口处接入负载。接入S参数仿真元件SPARAMETERS，设置扫描频率：7原理图如下：点击仿真按钮，在弹出的窗口中绘制(1,1)S，(1,2)S，(1,3)S，(1,4)S曲线：从上图可以看出，仿真结果并不令人满意。于是，对电路图中各支臂的尺寸8进行调节。当网络结构的2984mil，支臂长度300Lmil时，可得到S参数的曲线走向如下：从上图中可以得到，中心频率05.800fGHz20dBreturnlossbandwidth120||6.1205.51010.52%5.800fff20dBisolationbandwidth8910||6.1105.51010.33%5.810fffAmplitudeimbalance1dBInsertionimbalance1dB将原理图中的负载Term，Ground，SPARAMETERS无效化，由原理图直接生成版图，有：9选择Momentum中Substrate菜单中的UpdateFromSchematic以导入原理图中的数据，选择Momentum中的Simulation——Sparameters，设置版图仿真中的扫描频率:对其进行仿真，有：10在其中做出(1,1)S，(1,2)S，(1,3)S，(1,4)S的曲线，如下：于是在版图仿真中有：中心频率05.791fGHz1120dBreturnlossbandwidth120||6.1195.49110.84%5.791fff20dBisolationbandwidth8910||6.0815.47210.55%5.772fffAmplitudeimbalance1dBInsertionimbalance1dB和原理图仿真结果有些偏差。为了在版图中得到05.8fGHz的中心频率，对原理图中各支臂微带线的尺寸进行微调，在Momentum中观察结果。当原理图如下时，我们得到更优的仿真结果。其在Momentum中(1,1)S，(1,2)S，(1,3)S，(1,4)S的曲线为：12其中：中心频率05.808fGHz20dBreturnlossbandwidth120||6.3135.36116.39%5.808fff20dBisolationbandwidth8910||6.1985.40713.64%5.797fffAmplitudeimbalance0.41dBdBInsertionimbalance0.41dBdB同时可以得到(1,2)S，(1,3)S的相位曲线：在中心频率05.8fGHz处，有大约90(106.5516.53990.011)的相位差。（二）2Task如果同样的介质应用在高频上，考察其性能指标是否可以满足。13将工作频率由低频的5.8GHz改为高频的60GHz，那么各支臂微带线的尺寸也要发生变化。当特性阻抗0Z50，电长度d90时，由LineCalc计算得到的合适物理尺寸为：微带线宽度为59.578346mil，长度为30.189882mil；当特性阻抗0502Z时，微带线宽度为97.230315mil，长度为29.635354mil。将这些尺寸值导入到原理图中进行原理图仿真，可以得到在(1,1)S，(1,2)S，(1,3)S，(1,4)S的曲线为从上图可以看出，在60GHz附近，(1,1)S0dB。假设在端口1处接入信号源，则几乎全部的功率都从端口1处反射回来010(101)。而在60GHz的频率附近，从端口1向其他端口的传递系数非常小，(1,2),(1,3),(1,4)40SSSdB，也就是说从其余三个端口输出的功率不到总功率的1/100004010(100.0001)。于是，可以得到结论，/6002RTduroid这种材料作为正交混合微带线网络的介质，不能传输高频信号。如果将微带线的介质改为陶瓷结构，相对介电常数r9.9，介质厚度127Hm，工作频率为60GHz，同样利用ADS中的LineCalc对其各支臂微带线尺寸进行综合。当特性阻抗0Z50，电长度d90时，由LineCalc计算得到的合适物理尺寸为：微带线宽度为3.476870mil，长度为20.315118mil；当特性阻抗0502Z时，微带线宽度为7.914134mil，长度为18.884488mil。此时，各支臂微带线的长宽尺寸在一个数量级上，且相对的两支臂也非常接近。微带线之间的相互耦合会产生分布电容和寄生电容，影响3dB定向耦合器的功率传输。另外存在的一个实际问题是，在分支耦合器节点处存在不连续效应，会对仿真结果造成一定的影响。如果将并联臂的电长度增加10~20，将会减小这种影响，因此，在用LineCalc综合微带线尺寸时，两条特性阻抗为0Z的微带线使用100的电长度。当特性阻抗0Z50，电14长度d为100时，由LineCalc计算得到的合适物理尺寸为：微带线宽度为3.476874mil，长度为22.572362mil。同样将这些参数导入到原理图中。为了方便调整原理图中各支臂的长宽尺寸，定义VAR变量。只需要改变VAR的值，便可以改变相应的长度或宽度。不妨假设特性阻抗为0Z的微带线的宽度为1W，特性阻抗为02Z的微带线的宽度为2W，长度为4的微带线长度L，其余微带线长度记为为0L。在原理图的SPARAMETERS中设置扫描频率：粗略调节各个长宽参数值，并在原理图中仿真并得到(1,1)S，(1,2)S，(1,3)S，(1,4)S的曲线如下：将原理图中的负载Term，Ground，SPARAMETERS无效化，由原理图直接生成版图，得到如下结构：15从上图也可以看出，各支臂之间的距离非常小。选择Momentum中Substrate菜单中的UpdateFromSchematic以导入原理图中的数据，选择Momentum中的Simulation——Sparameters，设置版图仿真中的扫描频率:对其进行仿真，有：16则其20dB回波损失120|||64.3856.60|12.97%60.00fff；作出(1,4)S的曲线：由上图可以看出，在(1,4)S曲线上，中心频率偏移较大，此时需要在原理图中对微带线尺寸进一步地调整。当14Wmil，27.914134W