CMOS-两级运算放大器设计

CMOS两级运放设计宫志超第1页/共26页CMOS两级运算放大器设计宫志超07.3.23目录第一章 概述..........................................................................................................................1 第二章 设计指标..................................................................................................................2 第三章 理论计算..................................................................................................................3 第四章 手工计算几何参数................................................................................................15 第五章 计算得到的几何参数............................................................................................18 第六章 手工计算性能指标................................................................................................19 第七章 仿真........................................................................................................................21 第八章 仿真结果及与设计指标对比................................................................................24 第九章 设计总结................................................................................................................25 第一章概述本设计要完成的电路如图1所示。该运放采用两级结构，第一级是差分对输入，镜像电流源作负载，第二级是共源输入，电流源负载。由于两级结构至少有两个极点，相位偏移达到至少180°，因此用密勒电容进行补偿，同时为增大相位裕度，在密勒电容前串接一个电阻，此处用MOS管实现，来引入一个零点，增大相位裕度。偏置电路采用微电流源，或恒Gm偏置，使偏置不受电源的影响。本设计电源电压采用5V，负载电容3pF。CMOS两级运放设计宫志超第2页/共26页图1二级运放电路图第二章设计指标表1设计指标设计指标带宽最大化管子长度≥0.8μm管子宽度≥0.2μm面积≤20000μm2负载电容=3pF共模输入电压固定在（VDD+VSS）/2输出动态范围[0.1(VDD-VSS),0.9(VDD-VSS)]静态功耗≤2mW开环直流增益≥80dB单位增益带宽Maximize相位裕量≥60degree转换速率≥30V/us共模抑制比≥60dB负电源抑制比≥80dB等效输入噪声≤300nV/rtHz@1KHzCMOS两级运放设计宫志超第3页/共26页第三章理论计算3.1直流分析3.1.1直流功耗3.1.2偏置电流3.1.3动态输出范围3.1.4共模输入电压范围3.1.5输入失调电压3.2交流分析3.2.1开环直流增益3.2.2共模抑制比3.2.3负电源抑制比3.2.4单位增益带宽3.2.5传输函数3.2.6相位补偿3.2.7等效输入噪声3.2.8转换速率3.1直流分析3.1.1直流功耗令89DSDSBIII==，()()89571,26,722DSDSDSDSBDSDSPVDDIIIIVDDIII=+++=++3.1.2偏置电流图2计算偏置电流等效电路CMOS两级运放设计宫志超第4页/共26页用ovV表示MOS管过载电压，由图2得12813GSDSBGSVIRV+=→12813ovDSBovVIRV+=→()()898121322DSDSDSBnnIIIRKPWLKPWL+=所以()()121322BBBBnnIIIRKPWLKPWL+=,由此解得()()221312211BBnIRKPWLWL⎛⎞=−⎜⎟⎜⎟⎝⎠3.1.3动态输出范围67ovoutovGNDVVVDDV+−3.1.4共模输入电压范围3,451,2GStpcmovGSVVVVDDVV−−−3.1.5输入失调电压为确定输出点直流电平，注意到M3漏源电平可直接确定，故通过M3漏源电平确定输出点直流电平。346GSGSGSVVV==→346ovovovVVV==可得()()1,26,73,46DSDSIIWLWL=,即M3,M4,M6电流密度相等,此时输出直流电平为3outGSVV=3.2交流分析3.2.1开环直流增益第一级()11,21,23,4||vmooAgrr=第二级()2667||vmooAgrr=开环直流增益()()()()21,21,23,466721,261,26,722||||npvmoomooDSDSovnpnpKPKPWWAgrrgrrIILLVλλλλ⎛⎞⎛⎞⎛⎞⎜⎟===⎜⎟⎜⎟⎜⎟+⎝⎠⎝⎠+⎝⎠其中oxKPCμ=3.2.2共模抑制比CMOS两级运放设计宫志超第5页/共26页若M1与M2，M3与M4分别完全相同，则加共模电压时由对称性可知2，3节点电压变化相同，则第一级电路等效为图3，小信号电路等效为图4。VDDGNDM5M1M2M3M4123VNVP图3第一级等效电路图4第一级小信号等效电路由图4得第一级共模增益3,43,41,211,253,451,21||2211122ommcmmomomrggAgrgrg−≈≈−++两级运放的CMRR与第一级的CMRR相等，故()()()13,41,23,41,251,253,41,23,41||122||dmmoomomomoocmACMRRgrrgrgrgrrA==+≈()()21,23,41,224npDSpnppnpovWWKPKPLLIVλλλλλλ⎛⎞⎛⎞==⎜⎟⎜⎟++⎝⎠⎝⎠3.2.3负电源抑制比a.计算正电源抑制比只改变M7源端电压，设输出变化为Vout1,由于偏置电流不受电源改变影响，故8GSV、9GSV保持恒定，5GSV、7GSV也保持恒定，M5、M7等价为电阻。等效电路如图5所示，由此得输出电压为6167pooutoonprVvvrrλλλ=Δ=Δ++CMOS两级运放设计宫志超第6页/共26页图5改变正电源电压时第二级等效电路只改变M5源端电压，设输出变化为Vout2,等效电路如图6所示，图6电路又可等效为图7所示电路，故Vout2即为共模输出电平，其值为()1,226671,253,41||12moutmoomomgVvgrrgrg=−Δ+，若过载电压都相等，则可整理得2poutnpVvλλλ=−Δ+设outV+为正电源变化引起得总输出变化，可得120outoutoutVVV+=+=，因此正电源抑制比为∞。图6改变第一级正电源电压CMOS两级运放设计宫志超第7页/共26页图7图6等效电路b.计算负电源抑制比设负电源变化vΔ，引起的输出变化为outV−。如图1中所示，M3,M4的偏置电流由M5,M1,M2共同决定，因此保持恒定，因此3GSV恒定，而433DSDSGSVVV==,因此M4漏源电压保持不变，故而M6源极电压恒定，所以M6,M7沟道电阻对负电源变化进行分压，输出变化量为767ooutoorVvrr−=Δ+，负电源增益为767onvssoonprArrλλλ==++负电源抑制比为()()1,2621,26,724npdmvssDSDSnnpnnpovWWKPKPLLANPSRRAIIVλλλλλλ⎛⎞⎛⎞⎜⎟⎜⎟⎝⎠⎝⎠===++3.2.4单位增益带宽如图1，由于电容Cc在节点3引入的密勒电容，使得节点3与主极点相关，主极点为()()()()()21,26,711,23,4667612||1||npDSDSpcnoomoocIICKPWLrrgrrCλλω+==+单位增益带宽为CMOS两级运放设计宫志超第8页/共26页1,2011,21,212mvpDSpccgWAIKPCLCϖϖ⎛⎞===⎜⎟⎝⎠3.2.5传输函数下面计算第二级的传输函数，如图8所示，是第二级的等效电路，传输函数为()()()()62611111cmcMoutsSScELcmSLEScMOOsCgsCRVVRsRCCCsCgRsCsCRsCRRR−+=⎛⎞⎛⎞++++++++⎜⎟⎜⎟⎝⎠⎝⎠故密勒电容cC及MOS电阻M14的引入，使第二级有一个零点，三个极点。零点的频M6CLCC5RORMVoutCEVsRs图8计算第二级传输函数等效电路率为161()zcmMCgRϖ−=−对于极点，以0MR=时的两个极点来近似，0MR=时的传输函数为()()()62611cmOoutsSOSmOcSEOcLsCgRVVsRRsRgRCRCRCCξ−=++++++⎡⎤⎣⎦其中EcELcLCCCCCCξ=++在,EcLCCC时，两个极点分别为()()()()()()21,26,7161,23,466761112||1||npDSDSpSmOccnoomoocIIRgRCCKPWLrrgrrCλλϖ+===++CMOS两级运放设计宫志超第9页/共26页()6,76622DSnmpLLIKPWLgCCϖ==此外在第一级的有源电流镜负载的2节点存在一镜像极点，为3,433,412mpGSgdgCCϖ=+故两级运放的传输函数为()1231111outzvinpppsVSAVsssϖϖϖϖ−=•⎛⎞⎛⎞⎛⎞+++⎜⎟⎜⎟⎜⎟⎜⎟⎜⎟⎜⎟⎝⎠⎝⎠⎝⎠3.2.6相位补偿让传输函数中的零点抵消调第二极点的相位影响，同时防止零点对幅度的影响，选择2zpϖϖ=−，于是6161()mcmMLgCgRC−=−−，解得16cLMmcCCRgC−+=(3.1)MR用偏置在线性区的MOS管来实现，如图9是第二级和偏置电路的简化电路，M14的沟道电阻值和M6的跨导值分别为()()14141MnGStRKPWLVV=−，()()666mnGStgKPWLVV=−以上两式代入(3.1)得()()()()146614GStcLGStcWLVVCCWLVVC−+=−(3.2)如果设置613GSGSVV=,1113GSGSVV=，因为6141311GSGSGSGSVVVV+=+，可得146GSGSVV=，因此(3.2)简化为()()614cLcWLCCWLC+=CMOS两级运放设计宫志超第10页/共26页M139M114M6CLCC5M14I1I2RSVS图9相位补偿等效电路同时要求()()6,762113DSBWLIIWLII==,()()11131WLWL=3.2.7等效输入噪声由于第一级的增益是210的数量级，故第二级的等效输入噪声可忽略。第一级噪声源如图10所示，其中，由辅助定理得()211,21,221143PneqmoxKvkTgCWLf=+()221,21,221143PneqmoxKvkTgCWLf=+()243,43,421143nneqmoxKvkTgCWLf=+对M3部分电路，对沟道噪声23ni，等效为图11，小信号电路为图12。由图12得，3,433,40mnovgVirΔΔ++=，所以333,43,43,41nnmmoiiVggrΔ=−≈+，因此可以将沟道噪声等效到栅极