串扰

中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣第三章串扰串扰,就是指一条线上的能量耦合到其他传输线,它是由不同结构引起的电磁场在同一区域里的相互作用而产生的。串扰在数字电路中非常普遍地存在着：芯片内部、PCB板、接插件、芯片封装，以及通信电缆中,都可能出现。而且,随着技术的发展,消费者对产品的要求越来越倾向于小而快,在这种情况下,就必须更加注意数字电路系统中的串扰现象。为了避免和减小这些串扰,学习串扰的原理和如何在设计中避免这些现象的发生就显得相当重要。在多导线系统中,过多的传输线间的耦合或者说串扰,将有两个不利的影响。首先,串扰会改变总线中单根传输线的性能,比如传输线特征阻抗和传输速度等，而这些将会对系统时序和信号完整性问题产生一定的影响；再者,串扰会将噪声感应耦合到其他的传输线上,这将进一步降低信号完整性，导致噪声裕量变小。串扰对系统性能的危害程度在很大程度上取决于数据模式、线间距以及开关速度等方面。在这章里,我们将详细介绍串扰产生的原理,提供建模的方法，以及对串扰在系统性能中的各方面影响进行详细得阐述。3.1.互感和互容互感是引起串扰的两个重要因素之一,互感系数标志了一根驱动传输线通过磁场对另外一根传输线产生感应电流的程度。从本质上来说,如果“受害（Victim）线”和驱动线(侵略线)的距离足够接近，以至于侵略线产生的磁场将受害线包围其中,则在受侵略的传输线上将会产生感应电流,而这个通过磁场耦合产生的电流在电路模型中就通过互感参数来表征。mL互感的作用下，将根据驱动线上的电流变化率而在受害线上引起一定的噪声，噪声电压的大小与电流变换率成正比，通常可以由下式计算：mL(3.1)由于感应噪声正比于信号的变化率,互感在高速数字电路的应用中显得尤为重要。互容是引起串扰的另外一个重要因素,互容是两导体间简单的电场耦合,这种耦合在电路模型中以互容的形式表现出来。互容将产生一个与侵略线上电压变换率成正比的噪声电流到受害线：mC（3.2)同样可以看到：感应噪声也是正比于信号的变化率，因此互容在高速数字应用中也是非常重要的。应该指出的是：用来解释噪声耦合机理的公式3.1和3.2仅仅是一种简单的近似,对于串扰的具体计算公式会在后面的章节中给出。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣3.2.电感和电容矩阵在一个系统中,如果传输线之间发生了严重的耦合,那么像第二章提出的使用电容和电感组成的简单传输线模型就不再适合分析传输线的电气特征,在这种多导线系统中,我们必须考虑互感和互容来全面评估传输线的电气性能。等式3.3和3.4描述了反映寄生耦合效应影响传输线系统性能的典型方法。电感矩阵和电容矩阵被通称为传输线矩阵。场仿真器（见3.3节）通常用来计算传输线系统中的电感和电容矩阵，下面例子就是一个场仿真器给出的用于N条导线系统中的典型报告。（3．3）这里，表示线N的自感，表示线M和N之间的互感。NNLMNL（3．4）在这里,是指传输线N上的寄生电容。它包括导线N自身的对地电容及和其它传输线的互容之和。就是传输线N和传输线M之间的互容。NNCNNC例3.1:两根传输线之间的矩阵图3.1的电容矩阵为：(3.5)在这里,C11,即传输线1自身的电容,它的数值等于传输线1对地电容值（）和对传输线2的互容值（）之和。gC112C(3.6)中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图3.1:理解寄生矩阵的两导线简单系统示意图另外,图3.1所示系统的感性矩阵为(3.7)这里,L11为传输线1的自感系数，L12是传输线1和2的互感系数。需要注意的是和电容值C11不一样,L11并不是自感系数和互感系数之和。3.3.场仿真器场仿真器被用来模拟多导线系统中传输线之间的电磁干扰作用，并且可以通过它计算出传输线的特征阻抗,传输速度和所有自身的和相互之间寄生的参数。它的输出结果为代表导体有效感性和容性参数的典型矩阵。这些矩阵是所有等效电路模型的基础,并且可以用来计算传输线特征阻抗,传输速度和串扰。场仿真器可以被分为两类:两维的（或者说静电的）,和三维的（或者说全波的）。大部分两维仿真器得到的电感和电容矩阵是以导体长度为变量的函数表达式，它通常适用于互连分析和建模。两维（静电）仿真器的优点就是使用简单,通常可以通过非常短的时间来完成计算。它们的缺点是仿真仅仅和简单的几何尺寸有关,它们是基于对电场的静态计算来进行仿真,而没有考虑到随频率变化的参数所带来的影响,比如内在的电感和趋肤效应引起的电阻等。但由于互连的结构通常比较简单,而且可以通过别的方法来计算与频域的电阻和电感变化效应，上述缺点并不是很大的问题。另外,在市场上也存在许多三维(全波)仿真器。他们的优点是可以仿真复杂的三维空间，他们可以预测和频率相关的损耗以及内在的一些感应,散射和其他的一些电磁场现象,包括辐射等等。这种仿真器本质上是以麦克思韦等式为基础来解决所有的三维问题。而它的缺点就是非常难于使用,而且仿真时间的花费将以小时或者天数来计算。而且,全波仿真的输出是以S参数来表示,这对于数字电路应用中的互连级仿真并不是非常有用。所以,从本书的目的出发,我们将把重点放在两维的静电仿真分析。3.4.串扰引起的噪声前面3.1节已经阐述过了,串扰是由于临近两导体之间的互容和互感所引起的。因而在临近传输线上引起的感应噪声的大小和他们之间的互感和互容大小都有关系。例如,如果一信号进入传输线1(如图3.2),由于互感Lm和互容Cm的作用,将在传输线2上产生一电流,为了中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣方便起见,我们定义了两个概念：近端串扰和远端串扰。近端串扰是指在受侵害线上靠近侵害线的驱动端的串扰(有时候也将这个串扰称为后向串扰)。将受侵害线上靠近侵害线接受端方向的串扰称为远端串扰(有时候也称为前向串扰)。由互容引起的电流分别向受侵害线的图3.2:互容互感引起的串扰电流示意图两个方向流动,而由互感引起的电流从受侵害线的远端流向近端，这是因为互感产生的电流总是与侵害线中的电流相反。所以,从受侵害线近端到远端的串扰电流由很多部分组成（见图3.2）。(3.8)(3.9)受侵害线上近端和远端串扰噪声的波形可以从图3.3看出,当一个数字脉冲进入传输线,它的上升沿和下降沿将不断地在受侵害线上感应出噪声,在这里的讨论中，我们假设信号上升沿或者下降沿的变化速度非常快,远远小于传输线延迟。则根据前面的描述,一部分串扰噪声将传向近端,另一部分将传向远端，也就是我们所定义的近端串扰脉冲和远端串扰脉冲。如图3.3，远端串扰脉冲将和侵害线上的信号同步流向终端，而近端串扰脉冲将起始于侵害线上信号变化沿出现时刻，并流向近端。这样，当驱动线上的信号变化沿在时间t＝TD（这里TD是信号在传输线上的延迟时间)到达传输线远端时,如果远端存在匹配,那么,侵害信号和远端串扰将在远端被匹配消除。同时，侵害信号的变化沿在被终端匹配消除前产生的昀后一部分近端串扰信号将在t=2TD时才到达近端，这是因为,这部分信号又要经过整条传输线才能被传回近端。所以,对于一对被终端匹配好的传输线来说，近端串扰起始于t=0并且持2TD的时间，或者说两倍于传输线的电气长度。相反，受侵害线远端接收到的远端串扰起始于TD,持续时间为数字信号的上升或者下降时间。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图3.3:串扰噪声示意图串扰噪声的大小和形状很大程度上取决于耦合的大小与端接的情况。图3.4给出的等式和插图详细地描述了一条安静的受侵害线上由于串扰而得到的昀大电压的状况。这里假设了受侵害线上存在多种端接策略，驱动线上也使用了端接来消除反射，使问题简化。这些等式主要是用来估计串扰的幅度，并使读者了解特殊的端接策略对噪声幅度的影响。当图3.4中所示的拓扑结构变得更加复杂时，则必须采用类似SPICE的工具来进行仿真。图3.4:各种匹配情况下的串扰反射示意图图3.4中假设了信号在传输线上的传输时间为两倍上升时间：(3.10)在这里，X是指传输线长度，L和C是指单位长度传输线本身的电感和电容，注意：如果中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣Tr2XLC（例如，边沿变化率大于两倍的传输线延迟），近端串扰将不能到达其昀大振幅，为了正确计算Tr2XLC时的串扰电压，近端串扰只须乘以2XLC/Tr即可，而远端串扰不会因为长度变化而改变。需要注意的是：当上升时间小于传输线时延时（长线情况），近端串扰的昀大幅值和信号上升时间没有什么关系，而当上升时间大于传输线时延的时候（短线情况），近端串扰的大小和信号上升时间有一定关系。因为这个原因，定义长传输线的标准为传输线的电气时延必须大于信号的1/2上升时间（或下降时间），这时可以得到，近端串扰的幅度与线长无关（即前向串扰的饱和），而远端串扰则总是取决于上升时间和线长。应该指出的是图3.4中的公式假设了受侵害线上的终端电阻与传输线完全匹配，消除了不完全匹配的影响。为了重现这些影响，可以使用第二章中提到的反射概念来分析。例如，假设图3.4中第一种情况的终端匹配电阻R并不等于受侵害线的传输线阻抗（为了简单起见，在这里假设了侵害线的匹配完全），此种情况下，近端和远端串扰值就必须加上各自的串扰反射电压。所以，在不完全匹配系统中，串扰信号的计算公式为：(3.11)在这里，Vx为不完全匹配情况下调整后的近端或远端串扰值，R就是终端匹配电阻，Zo为传输线特性阻抗，Vcrosstalk是通过公式3.4计算出来的串扰值。要点如果信号的上升或者下降时间小于传输线延迟，那么近端串扰昀大幅值与上升时间无关。如果信号的上升或下降时间长于传输线延迟，那么近端串扰的大小与上升时间有关。远端串扰在任何情况下都和信号的上升或者下降时间有关。例3.2计算一终端匹配系统的串扰噪声如图3.5所示的两条传输线系统，在这里Zo≈70Ω，终端匹配电阻为70Ω,V(input)=1.0V,Tr=100ps,X=2in。计算近端和远端串扰的大小，下面假设了系统的电容与电感矩阵。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图3.5近端和远端串扰脉冲大小解答：图3.5同时给出了上例中系统的仿真结果，我们可以看到，实际的近端和远端串扰与图3.4的计算结果相吻合。例3.3：计算一不完全匹配系统的串扰大小同样取3.2中的两传输线系统为例，假设R1=45和R2=100Ω,那么近端串扰和远端串扰电压分别为多少？解答：中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣3.5.使用等效电路模型仿真串扰使用等效电路来进行串扰模拟是昀为普遍的串扰分析方法，图3.6描述了将两条耦合传输线按照SPICE模型分为N段的等效电路模型，此处的N为建立一个传输线所必需的段落数，只有这样建立的电路模型才能表征连续的传输线特性，而不是一些集总的电感、电容和电阻的特性。就像在第二章中所提及的，传输线模型中的分段数量N与仿真时考虑的昀快边沿速率有关。一般来说，有个比较好的经验法则是：每段线的传输延迟昀好小于等于1/10的上升时间（第二章中有详细的描述）。图3.6:两耦合传输线的等效模型在典型的SPICE类型的仿真器中，使用一个耦合因素K来代表互感系数：(3.12)这里L12是指传输线1和2之间的互感系数，而L11和L22指的是两传输线各自的电感。例3.4：建立一个耦合传输线模型假设一对长度为5英寸，上升时间为100ps的耦合传输线被仿真，在下列电感和电容矩阵条件下，计算特征阻抗，总的传输延迟，电感耦合因子，被要求的段数，每段的昀大延迟和每段昀大的L,R,C,G,Cm和K值。解答：传输线特性阻抗为：总共传输延时为：耦合感应系数：中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣昀少分段数为：长度为5英寸的传输线昀少需要被分为67段，这样建立的模型通过仿真，才能反映传输线的特性。由于电容和电感矩阵中的参数使用英寸作为单位，那么L,C,和Cm的值必须乘以段）英寸/(675。所以L(N)=0.67nH,Cg(N)=C11-C12=0.1425pF,和Cm(N)=0.0075pF。由于感应耦合因子没有单位（使用等式3.12进行计