单相逆变系统设计与理论计算

单相逆变电源的系统设计与计算1．1．1单相正弦逆变电源组成单相逆变电源系统方框图如图1．1．1所示。控制核心采用ATMEGA128高性能单片机。由LM240128RSC液晶显示器、8279键盘构成人机界面。单片机同时发出50Hz的SPWM波和30KHz的方波。MCUMEGA128液晶显示8279键盘DS18B20温度传感器50HzSPWM波30KHz方波低通滤波器积分器电流反馈网络比较器死区调节器IR2110驱动电压反馈网络桥式逆变电路整流滤波交流输入低通滤波单相交流输出电容电流反馈输出电压反馈整流滤波AD图１．１．１单相逆变电源系统设计方框图1．2．1交流电源整流滤波电路设计220V/50Hzd的市电，经过一个调压器，经整流得迈动直流电。经一大电容10000uF/100V电容滤波得一直流电，其电路图如图１．１．２所示。在电路图中F1为5A保险丝。并且在主电路中串联电流霍尔（U1）。对母线电流进行实时监控。当其峰值达到4A时进行保护，由保护电路产生保护信号，封锁驱动信号。达到对四个开关管保护的目的。图1．2．1交流整流滤波电路图1．3．1电压电流双闭环反馈电路设计。高品质的输出波形有两个方面的要求：稳态精度高和动态响应快。传统的以电压控制理论为基础的控制方式很难获得系统的稳定边界，所以在外界扰动时很难得到理想的动态响应。为了解决上述问题。我们在这里用了一种双环控制策略。分别引入了电压、流反馈。电压反馈为输出电压反馈,即负载上的电压（也是滤波电容两端的电压）为电压反馈的输入量。电流反馈为滤波电容电流为电流反馈的输入量。电容电流为输出电压的微分，所以电容电流反馈内环具有对扰动的动态补偿能力，包括参考输入和负载的突变。只要电容电流内环的相应速度足够快，扰动对输出电压的影响就可以通过内环得到较好得抑制。但通过理论分析，仿真和试验表明，电容电流内环对扰动得抑制能力十分有限，对扰动的抑制作用主要是通过电压外环来完成的，电容电流内环起着系统的校正作用。在图1．3．1框图中，电压环作为逆馈瞬时控制外环，电流环作为逆馈瞬时控制内环。逆变器输出电压经过比例环节与参考电压比较，误差经过PI调节后作为电流控制内环的一部分基准，这个基准与来自比例环节的电容电流比较后，再经过比例调节和放大环节就得到了逆变器开关管的输出电压。vkikTHVKfiKfvKoVrefV图1．3．1逆变电源反馈框图1．3．2反馈元件的选用在这里反馈元件都用的是霍尔元件，霍尔元件是应用霍尔效应闭环原理的电压，电流传感器，能在电隔离条件下测量直流、交流、脉冲以及各种不规则波形的电流。相当于用电阻采样的方法，用霍尔元件有如下优点：出色的精度，良好的线性度，印制板安装，抗干扰能力强，电流过载能力强。图1．3．2为用在本电源上的电流霍尔。图1．3．2电流霍尔1．3．3反馈电路的设计反馈电路如图1．3．3所示，电压电流的反馈系统的给定量都是从运放的同相端输出，反馈量都是从反相输入端输入。设给定正弦为refV，电压反馈为fvV，TL082第一脚的电压为1oV，同相端（3脚的电压）为pV，反相端（2脚的电压）为nV。121271n98refponfvpnRVVRRVVVVRRVV解之得78991218(+)(1)reffvoRRRVRVRVR电流部分与之类似，所以在这不在重复。图1．3．3反馈电路1．4．1SPWM产生电路设计。具体方法以一个正弦波为基准波(称为调制波)，用一列等幅的三角波（称为载波）与基准正弦波相交，由它们的交点确定逆变器的开关模式。逆变器得到的输出电压波形的特点是：在半个周期范围内，总是中间的脉冲宽。两边的脉冲窄，各脉冲面积与该区间正弦波下的面积成比例。用这种波控制开关管，使得输出电压脉冲宽度成正弦变化。在这里，我们用到了电压比较器:LM311，它的典型响应时间有80ns。满足30KHz的载波需求。图1．4．1为其SPWM产生电路图1．4．1为其SPWM产生电路DmvtriV图1．4．2SPWM调制示意图参考正弦波sin()mVt和三角波比较得到得脉冲去控制各功率开关器件。由于开关状态是不连续的，分析时我们采用状态空间平均法。状态空间平均法时机基于输出频率远小于开关频率的情况下，在一个开关周期内，用变量的平均值代替其瞬时值，从而得到连续状态空间的平均模型。如图1．4．1所示，在一个三角波周期内，基波的幅值近似为正弦波的瞬时值。设D为占空比。由两个三角型相似可得。1(1)2mtrivDV式中，mv为参考正弦信号波。triV为三角载波的幅值。从比较器输出到开关管输入，由于除了波形幅值的变化，没有其它的变化，中间状态可以看成比例环节。当双极性SPWM调制时，单相桥式逆变器的输入可以表示为(21)imvUS式中，S为开关函数，mU为直流母线电压。当Q1和Q4导通时，S＝1；当Q2和Q3导通时，S＝0。1Q2Q3Q4QmU图1．4．3单相全桥逆变电路为了分析方便，我们把这里我们把S＝D代入上式可得：(21)imvUD继续把1(1)2mtrivDV代入可得：mimtrivvUV从调制器输入到逆变器输出的传递函数为：()()ipwmmtriVsEKVsV1．5．1逆变器输出滤波器的设计由于本逆变器采用脉宽调制(SPWM)方式,由于SPWM波本身的特性决定着开关器件的输出电压含有较多的谐波分量。在此，滤波器采用典型的LC滤波器。逆变器的输出LC滤波器主要用来滤出开关频率附近频带的谐波。因此，LC滤波器设计的好坏直接影响到输出波形的好坏。在单相电压SPWM逆变主电路拓扑，如图1．5．1所示。考虑到题目的要求不是很高（电压、电流、频率不是很高），为了简化分析，采取如下方式简化电路：1、直流电压mU为理想电压源;2、逆变器的开关为理想开关;3、忽略电感与电容的寄生参数;4、负载为线性负载。1Q2Q3Q4QmULCR图1．5．1逆变主电路拓扑由于逆变器以高频PWM方式工作,输出滤波器的作用是滤掉高次谐波分量,使输出电压接近正弦波,同时也要考虑逆变器系统的功率密度等因素因此,滤波器设计目标包括:1、输出电压的谐波含量小;2、滤波参数和体积小;3、滤波器的阻频特性好;4、滤波系统消耗的功率小。根据以上原则,即可对滤波器的特性进行分析。LC滤波器传递函数为：222211()()11()21oninnRSCRVsSCLSGsRVssssSCRCLCLSRSC式中，1nLC为无阻尼自然振荡角频率，1n，LC；12LRC为阻尼比，s为拉普拉斯算子。1．5．2滤波器截至频率的确定对于单相PWM逆变器输出电压oU的频谱分析,各次谐波形成以n=jk(j=1,2,3⋯⋯)为中心幅值递减的上、下边频谐波带,其中k为调制比(载波频率与基波频率之比),带中各次谐波可以表示为n=jk±b,其中j+b≠偶数,逆变器输出电压频谱图,如图1．5．2所示。图1．5．2逆变器输出电压频谱由图1．5．2逆变器输出电压频谱可以看出,SPWM逆变器输出电压的最低谐波群为:n=k±b,由于边频带谐波幅值是衰减的,足以产生影响的b值不会很高,故低谐波群的位置取决于k值,即k值越高,最低的一个下边带离基波就越远。为了使滤波器输出电压接近正弦波同时又不会引起谐振问题,LC滤波器的截止频率12LfLC必须要远小于SPWM电压中所含有的最低次谐波频率,同时又要远大于基波频率。LC截止频率fL选为:101fLf(min)harf1f为基波频率；(min)harf为最低次谐波频率。在这里我们选用10uF的无感电容、5mH的纳米晶电感。计算可得其Lf为712.12Hz、n＝4472.1rad/s。利用MATLAB画出了其波特图，如图1．5．2所示。其的值分别取0.1、0.2、0.3、0.5、0.7、1。低频段渐近线是一条零分贝的水平线，而高频段渐近线是一条斜率为－40dB的直线。这两条线相交处的交接频率为11。在交越频率附近，幅频特性与渐近线之间存在一定的误差，其值取决于阻尼比的值，阻尼比越小，则误差越大。当小于0.707时，在对数幅频特性上出现峰值。从波特图中可以看出：频率大约在410Hz时其幅频特性就为斜率为－40dB的直线。图1．5．3逆变器输出滤波器的波特图1．5．3滤波器电感电流的确定图1．5．4为稳态工作条件下典型的电感电流波形。图1．5．4电感电流典型波形图1．5．4为滤波器两端电压示意图。当参考给定瞬时值为mv时，根据前面已推导的公式1(1)2mtrivDV可得输出脉宽2t为2(1)2smtriTvtV式中，sT为开关周期，1ssTf。在稳定后的理想系统中，输出电压ov可表示为momtrivvUVmU2tsTvov图1．5．4为滤波器两端电压示意图在2t时间内流过滤波器电感的脉动电流Li为：2222(1)2()=(1)22mosmLtrimmmsmmstritrimtritrivUvTvitLLVvUUTvUTVvVLVLV从上式可以看出，当mv＝0时，电流脉动最大。最大电流脉动maxLI可以用下式算得max22msmLsUTUILLf式中，mU为直流母线电压，L为电感值，sf为开关频率。m3380I267()225103010maxsUmALf由于阻尼比为12LRC在滤波器L和C确定之后，根据上式画出负载R和阻尼比的关系，如图1．5．5所示。图1．5．5负载与阻尼比的关系1．6．1有源低通滤波的设计单片机输出的是SPWM波，其中除了我们需要的50Hz的基波外，还有各种高次谐波。因此这里需要一个低通滤波器，来滤出高次谐波，得到我们需要的50Hz正弦波。其滤波器的电路图如图1．5．5所示。