两路偏置电路分析和仿真报告

两路偏置电路分析和仿真报告2014/4/11本报告主要对常见的两路偏置电路进行了理论分析、参数设置和仿真验证，其中电路的静态特性主要工作区域(饱和区和亚阈值区)、静态电流和器件参数仿真分析，动态特性主要包括环路增益和电源电压抑制比仿真分析。电路的仿真条件为：(1)、TSMC0.35工艺；(2)、电源电压VDD：3.3V；(3)、工作温度：27℃；(4)、单一支路电流(电流定义支路)：1μA，且L均取3μm；(5)、电阻R类型统一；(6)、典型比值N：4(MOS管)，8(PNP管)；(7)、基本工艺参数：kn≈214.6×10-6A/V2，kn≈88.0×10-6A/V2，VTN≈0.536V，VTP≈-0.736V；两路偏置电路公式复用列表VDDGNDM1M2M3M4R1：11：NVDDGNDM1M2M3M4R1：11：1Q1Q21：NVDDGNDRM1M21：1M3M4M51：1(a)(b)(c)图1、常见的三种基本偏置结构1、ΔVGS/R型（强反型)在图1(a)中，M1和M2构成线性电流镜，用于定义两支路的电流比例关系，若M3和M4均工作在强反型饱和区，则电流和电压满足平方率关系，且忽略M4的衬底偏置效应，推导可得支路电流表达式为222234212==11GSVINRkRkRN（）（）（1）在电流定义机制中M3和M4的跨导关系式为42-1mgRN（），321-1mgRN（），43mmggN（2）2、ΔVGS/R型（弱反型）在图1(a)中，M1和M2构成线性电流镜，用于定义两支路的电流比例关系，若M3和M4均工作在弱反型亚阈值区，则电流和电压满足指数率关系，推导可得支路电流表达式为ln==GSTVVNIRR（3）在电流定义机制中M3和M4的跨导关系式为43lnmmgRgRN（4）3、ΔVBE/R型：在图1(b)中，M1和M2构成线性电流镜，用于定义两支路的电流比例关系，M3和M4构成电压镜结构，且均工作在饱和状态。Q1和Q2上的电压差在电阻R上形成电流，推导可得支路电流表达式为ln==BETVVNIRR（5）4、V/R型：在图1(c)中，M1和M2构成线性电流镜，用于定义两支路的电流比例关系，M3和M4构成电压镜结构，且均工作在饱和状态。若M5工作在饱和状态，则在电阻R上形成电流，推导得到支路电流的表达式为5=GSIVR（6）且推导得到M5的跨导关系式为5332mGSMgRV（7）1.ΔVGS/R单调型偏置结构（赵荣琦）1.1.理论分析图1.1基本型1.1.1.静态电流电路如图1.1所示，首先做静态直流分析。M1和M2构成线性电流镜，用于定义两支路的电流比例关系，若M3和M4均工作在强反型饱和区，则电流和电压满足平方率关系，且忽略M4的衬底偏置效应，推导可得支路电流表达式为2343442234212(1)(1)GSGSVVINRRkRkRN(1.1)在电流定义机制中M3和M4的跨导关系式为43/mmggN(1.2)4312(1);2(1)mmgRNgRN(1.3)1.1.2.环路增益414231111112(1)2mloopmmmmgNAggRggNN(1.4)该环路为正反馈，N1，Aloop1，当N→1时AloopT,max=1，系统稳定；N越大，正反馈环路增益越小，系统稳定性越好，当N→∞时，环路增益最小AloopT,max=1/2。1.1.3.最小电源电压由图1.1,电源电压大小如下31DDGSDSVVV(1.5)M3、M4管工作在强反型区，VGS3VTN+0.2V，VDS1VGS1-VTP≈0.2V，VDD1.2V。1.1.4.器件参数首先估算宽长比，因为工作在饱和区，假定Δ=0.2V，估算出(W/L)3≈0.233，实际取为0.25。所以，带入得电阻R=96.7kΩ。M1、M2电流镜使两条支路电流相等，需要保证宽长比相等并处于饱和区，取(W/L)1=(W/L)2=2。所以，根据初步计算结果，取L=3μm，(W/L)1=(W/L)2=2，(W/L)3=0.25，(W/L)4=1，R=96.7kΩ。1.1.5.亚阈值区M1和M2构成线性电流镜，用于定义两支路的电流比例关系，通过增加M3、M4的宽长比使两管进入亚阈区。若M3和M4均工作在弱反型亚阈值区，即-200mVVGS-VTH0V，则电流和电压满足指数率关系，推导可得支路电流表达式为ln==GSTVVNIRR(1.6)34/mmTggIV环路增益如下4142311111lnmloopmmmmgAggRggN(1.7)该环路为正反馈，N1，Aloop1，当N→1时AloopT,max=1，系统稳定；N越大，正反馈环路增益越小，系统稳定性越好，当N→∞时，环路增益最小AloopT,max=0。所以亚阈值区的系统稳定性应优于饱和强反型区。1.2.仿真结果1.2.1.静态特性-静态电流通过理论计算的器件参数进行静态仿真，理论参数仿真结果如图1.2，图1.2理论参数静态仿真结果表1.1自偏置基本型各参数MOSW/LI(μA)VGS(V)VDS(V)VTH(V)Δ(V)M121.1980.8472.5440.7430.104M221.1200.8470.8470.7470.100M31/41.1980.7560.7560.5180.238M411.1200.6472.3440.5660.081R96.7kΩ由图1.2和表1.1可以看出，支路1电流为1.12μA，支路2电流为1.198μA，两路电流也有偏差，主要是两管的VDS的失配较大。在分析计算电阻值时，未考虑衬偏效应和沟长效应，扫描得出R=103kΩ时，电流接近于1μA修调电阻后，电路仿真结果如图1.3：图1.3修调参数后静态仿真结果表1.2修调电阻后参数MOSW/LI(μA)VGS(V)VDS(V)VTH(V)Δ(V)M121.0800.8382.5570.7430.095M221.0070.8380.8380.7480.090M31/41.0800.7420.7420.5180.224M411.0070.6392.3580.5650.066R103kΩ由图1.3和表1.2，调整电阻为103kΩ后，支路1电流为1.08uA，支路2电流1.007uA，较之先前有了较大改善，但两支路的偏差仍然存在。电阻的取值较之理论计算的96.7kΩ偏大。电阻通过34344GSGSVVIRR来计算，然而两管的VTH实际并不相等，且并未考虑VDS对结果的影响，这是造成实际电阻比理论值大的主要原因。对于以上的电路，并未考虑衬底偏置效应，通过衬底与源极相连，消除M4管的衬底偏置效应。无衬底偏置效应，其他各参数不变，仿真结果如图1.4图1.4无衬偏电路对比图1.3，M4管的VTH减小，但两支路的电流与理论值1μA产生了较大偏差。对于M4，可采用4管并联的方式来考察与图1.3的不同，采用并联的电路仿真如图1.5：图1.5M4管4管并联对比图1.5和图1.3，两支路电流改变不大，工作点也很相近，M4管的VTH更接近M3管，MOS管的阈值电压与管面积也有关系。通过并联方式减小管面积后，M4管的阈值电压有所改善。对既无图形效应也无衬偏的电路进行仿真，仿真图如图1.6：图1.6M4并联且无衬偏表1.3不同结构阈值电压比较原电路（V）无衬偏（V）并联方式（V）并联无衬偏(V)M30.5180.5180.5180.518M40.5650.5340.5490.516通过对比表1.3中的数据，原电路中两管阈值电压差值为47mV，无衬偏效应时，M4的阈值电压明显好于原电路，但M3、M4管的阈值电压仍15mV的差值，将M4用四管并联，M4的阈值电压有明显改善，两管阈值电压差有31mV。M4管并联且无衬偏效应时，两管的阈值电压近乎相等，故衬偏效应对阈值电压有较大影响。1.2.2.动态特性-环路增益将图1中的a点断开，在静态工作点下进行环路增益仿真。仿真结果如图1.7：图1.7环路输出电压由图1.7，可以看出测得的环路增益为0.6，环路为正反馈，增益应该小于1，所以该电路能够实现稳定。由公式（1.4），N=4带入得Aloop=0.67环路增益实际值为0.6，小于估算值。环路增益的理论值为41223311mmdmdAvGmggggg由于计算未考虑gd，这导致实际结果应比估算值偏小。然而由表1.2，M4的过驱动电压小于0.2V，处于过渡区，实际gm大于强反型区的gm，故实际增益应大于估算值。1.2.3.动态特性-电源抑制比为考查输出信号受电源的影响，进行电源抑制比的仿真，对电源增加ΔVDD=0.2V的扰动，测量支路电流，根据公式：/()20lg()/ACACDCCCIVPSRRdBdBIV(1.6)测量M3、M4管漏端电流，电源抑制比仿真结果如图1.8(a)M3支路(b)M4支路图1.8PSRR仿真由图1.8，基本型两路偏置M3支路的PSRR为-6.176dB，M4支路的PSRR为-9.454dB，支路电流受电源影响较大。可以采用cascode结构改善电路的PSRR特性。1.2.4.动态特性-最小电源电压根据式(1.4)理论计算的最小电源电压，在VDD=1.2V的情况下，M1在线性区，调整VDD=2V时，M4进入饱和区。仿真结果如图1.9：图1.9最小电源电压仿真由图1.9，两支路电流相对于1μA略微减小。主要是因为电源电压的减小使各个MOS管的VDS减小，对支路电流有一定影响。此条件下的环路增益仿真结果如图1.10：图1.10最小电源电压下环路增益最小电源电压下的环路增益为0.607，相较于3.3V的电源电压，环路增益几乎不变。最小电源电压下的PSRR仿真结果如图1.11M3支路M4支路图1.11最小电源电压下PSRR由图1.11，M3支路的PSRR为-9.325dB，M4支路为-12.81dB，对比图1.8，最小电源电压下的PSRR更小，支路电流受电源影响更小。1.2.5.亚阈值区M1和M2构成线性电流镜，用于定义两支路的电流比例关系，通过增加M3、M4的宽长比使两管进入亚阈区。增大M3管的宽长比至4，M3、M4管进入亚阈值区，根据电流调整电阻阻值，仿真结果如图1.12图1.12亚阈值区静态电流表1.4亚阈值区各器件参数MOSW/LI(μA)VGS(V)VDS(V)VTH(V)Δ(V)M121.0780.8382.7660.7430.095M220.9970.8380.8380.7480.090M341.0780.5340.5340.544-0.010M4120.9970.4762.4040.559-0.083R59kΩ由表1.4，M3、M4管进入亚阈值区。亚阈值区的环路增益仿真如图1.13：图1.12亚阈值区环路增益由图1.12，亚阈区的环路增益为0.44，由式(1.7)，N=4时，Aloop=0.42，仿真值与估算值较为接近，然而实际值略大于估算值主要是因为计算环路增益时，未考虑gd2，gd3。亚阈值区的环路增益相对于饱和区环路增益0.6更小，系统环路更加稳定。进行电源抑制比ΔVDD=0.2V仿真，PSRR仿真结果如图1.14：(a)M3支路(b)M4支路图1.14亚阈值区PSRR由图1.14，对比图1.8，亚阈值区条件下的PSRR相对饱和区更小，PSRR特性更好。由公式(1.5)，由于M3、M4工作在亚阈区，VGS3VTN，VDDVGS3+Δ，最小工作电压估算为0.536V。然而支路电流受电源电压影响较大，电源电压为2.6V时，两支路电流保持在1μA左右，仿真结果如图1.15：图1.15亚阈值区最小电源电压在2.6V最小电源电压下的PSRR仿真结果如图1.16，PSRR特性更好。M3支路M4支路图1.16亚阈值区最小电源电压下PSRR1.3.总结分析衬偏效应和图形效应都对MOS管的阈值电压有影响，无衬偏和将MOS管并联消除图形效应时，阈值电压均有明显改善，其中衬偏效应对阈值电压有较大影响。基本型两路偏置测得的环路增益为0