TDD LTE 小区搜索算法的研究

*作者简介：赵辉，（1986-），男，硕士研究生，主要研究方向：移动通信中的信号处理.E-mail:[e-mail]（北京邮电大学信息与通信工程学院，北京100876）摘要：小区搜索的目的是要保证UE获得系统的时间同步和频率同步，从而能读取系统信息5和进行后续的数据传输。本文介绍TDD-LTE小区搜索的算法和步骤，在一定性能的前提保证下完成小区搜索，使得UE解析出小区的ID，这个小区ID对应LTE系统中504种小区的标识。其算法主要分为三步：主同步信号（PSS）同步、辅同步信号（SSS）同步和频偏估计（FOE）。最后仿真了各个步骤的性能。关键词：LTE；小区搜索；同步10中图分类号：TN929.53TheCellSearchalgorithminTDDLTEZhaoHui(SchoolofInformationandTelecommunication,BeijingUniversityofPostsand15Telecommunications,Beijing100876)Abstract:TheAimofcellsearchistoobtainthetimeandfrequencysychronizationofthesystem,andthenUEgetsysteminformationblockandlaterdatatransportation.ThispapermainlydescribethecellsearchalgorithmoftheTDDLTEsystems,UEdecodetheCellIDaftercellsearch.Thealgorithmcanbedividedinto3sub-processes:PrimarSychronizationSignal(PSS)20sychronization,SecondarySychronizationSignal(SSS)sychronizationandfrequencyoffestestimation(FOE).Atlast,theperformaceissimulated.Keywords:LTE;CellSearch;Sychronization0引言25LTE下行采用OFDM多址方案。在OFDM同步的研究方面，基于循环前缀（CP）的算法方面，1997年VandeBeek首先提出使用最大似然估计（MLE）符号定时和载波频偏的联合同步算法[1],该算法利用CP和OFDM符号后面部分的重复性做联合检测，但是在多径信道条件下，CP会受到前面一个符号的干扰，使得CP与另一重复部分相关性变差。KenKichi针对多径环境下循环前缀相关性变差的缺点，提出使用循环前缀与原始数据的幅度差进行同30步位置的提取[2]。Chen给出一种迭代算法以降低最大似然算法的复杂度[3]，并给出了寻找使迭代收敛的可靠初始点的方法。小区搜索是UE开机要完成的第一步，主要目的是为了获取系统的时间和频率的同步，尤其TDD系统对同步的要求更加苛刻。本文的主要介绍小区搜索的算法步骤，主要内容安排如下：首先介绍TDDLTE系统中能用以小区搜索的同步信号及其特性，然后再介绍同步35算法流程，最后给出性能仿真。1同步信号LTE系统中的CellID有504种可能取值，从0到503。将504个CellID划分成168组，每组3个。(2)ID(1)IDcellID3NNN+=，其中cellIDN就是CellID，(1)IDN表示分组的组编号，有168，从0到167，(2)IDN表示组内的编号，有3种取值，从0到2。40由于LTE的系统带宽灵活可配性，故LTE的同步信号分布在频域中心的63个子载波上面，左右两边各有5个子载波的保护子载波。这样，总共占了系统带宽中心的73个子载波。且主同步信号和辅同步信号时间复用，有固定的时间关系，如图1所示，是TDLTE的帧结构。45图1TDLTE帧结构Fig.1FrameStructureofTDLTE50图2小区搜索算法流程Fig.2AlgorithmFlowofCellSearch（PSS）是对应于(2)IDN的Zadoff-Chu序列，3个(2)IDN对应3种主同步信号，55且TD-LTE一个特定小区的主同步信号位于每个无线帧的第1个和第6个子帧的第3个OFDM符号，这样，前后两个半帧的主同步信号是相同的。主同步信号)(nd是频域的Zadoff-Chu序列，按照下面的式子产生，⎪⎩⎪⎨⎧===++−+−61,...,32,3130,...,1,0)(63)2)(1(63)1(nenendnnujnunjuππ其中Zadoff-Chu序列的根序号u由下面的表格给出，60(2)IDN根序号u0251292341.2辅同步信号辅同步信号（SSS）是与(1)IDN以及(2)IDN都有关系的经过交织的m序列。504个小区对应于504×2种辅同步信号。辅同步信号每个无线帧的第0个和第5的子帧的最后一个OFDM符号，且前后两个半帧的辅同步信号是不相同的。辅同步信号)61(),...,0(dd是由两个长度为31的m序列交织、连接而成，连接后的序列65再经过由主同步信号决定的扰码序列的加扰。辅同步信号)(nd由下面产生，()()()()()()⎩⎨⎧=+⎩⎨⎧=5subframein)(0subframein)()12(5subframein)(0subframein)()2()(11)(0)(11)(10)(10)(0100110nzncnsnzncnsndncnsncnsndmmmmmm其中300≤≤n。0m和1m由物理层小区ID的组序号(1)IDN由下式得到。⎣⎦()⎣⎦30,302)1(,2)1(31mod13131mod(1)ID(1)ID(1)ID010NqqqNqqqNmmmmmm=′⎥⎥⎦⎥⎢⎢⎣⎢+′′+=++=′+′+=′=70)()(00nsm和)()(11nsm是m序列)(~ns的循环移位，两个依赖于主同步信号的加扰序列)(0nc和)(1nc是m序列)(~nc的循环移位，按加扰序列)()(10nzmand)()(11nzm是m序列)(~nz循环移位得到的。其m序列如何产生，相应的标准文档中有详细阐述。2小区搜索的算法算法流程如图2所示，依次经过PSS粗同步、PSS细同步、频偏粗同步、SSS同步和频75偏细同步，这样便完成了小区搜索的过程，解析出CellID。，可以先降采样，在一个较粗的精度上做相关，下一步再在这个找出的位置周围开一个大小合适的窗，在较细的精度上做相关。如果降采样率过高，会使得性能下降，另一方面，如果降采样率过低，则又会带来运算量的提升，所以这里我们将采样率设为16。接收到的时域信号首先过16倍降采样后，用3种PSS对应的匹配滤波器来并行的完成85做相关的过程，并做帧间的累加，找出相关运算的峰值。由于前后半帧的PSS是相同的，所以PSS粗同步完成了16个样点精度的半帧边界定时。接收到的信号一个OFDM符号的采样点数symN=2048，16倍将采样后，16/synNN=，)(kr是降采样后的接收信号，)(2ksID是本地的PSS信号。∑−=+=10*2)()()(NlIDlslnrnc90()()120||Nlpnrnl−==+∑()()22||(())cnMnpn=其中n从0到1−Nw，Nw是观察窗的大小，我们以半帧降采样后样点数目为窗口大小。为了提高性能，还要做帧间累加，如果累加了1N帧，那么，∑−==101)()(NjjnMnM95那么，PSS粗同步的结果可表示为：|)(|maxargnMpositionncoarse=22argmax|()|IDIDMn=2.2PSS细同步由于通过PSS粗同步已经得到coarseposition，我们只需要在coarseposition周围开一个100比较小的窗做相关运算就可以完成精同步，winN表示这个小窗的长度，此处设为256，根据仿真的结果，粗同步的误差在8个样值以内，所以此处设为256的窗口大小即可满足。且ID2也已经得出，不需要三路并行的相关，只需要一路。同样为了提高性能我们需要半帧间累加，subN是半帧的样点数目，2N是累加的半帧的数目。∑∑−=−=++=1010*22)()()(NkNlIDsubsymlskNlnrnC105()()211200||symNNsubklPnrnlkN−−===++∑∑()()22||(())CnMnPn=那么，精同步的结果可表示为：argmax|()|finenpositionMn=2.3SSS同步110图3SSS粗同步算法框图Fig.3AlgorithmofSSSCoarsesynchronization由PSS同步已经得到了PSS的位置和ID2，那么由于PSS和SSS的位置关系是固定的，115那么在此可以找到SSS，且由ID2筛选出168×2种长度为62的SSS频域序列，做相关。由于一个无线帧的前后半帧的SSS是不同的，根据前面PSS定出的半帧边界可以定出帧边界，至此，帧边界定时同步完成，而且小区ID的解析也已经完成。2.4频偏估计频偏估计分为两步，一步为粗频偏估计，一步为细频偏估计。粗频偏估计采用最大似然120的方法，利用接收端存的本地PSS加上一个预定的频偏去和收到的信号做相关运算，以一定的步长去尝试搜索这个频偏。步长越大精度越低，且运算量也小，步长越小精度越高，运算量也就越大。细频偏估计，采用基于CP算法的改进，具体如下：)()()(~*lplplm=125)()()(~*lslsln=其中，p(l)和s(l)表示接收信号中的PSS和SSS，)(~lp和)(~ls代表本地存储的PSS和SSS序列，对其对应做共轭运算。))()((10*∑−==Nllnlmangleφ再对共轭运算的结果做相关运算，对相关的出的值取相位得到φ。则频偏可以按照下面130的式子计算得到，其中，M表示PSS和SSS之间相隔的采样点数目，sT表示系统采样间隔。sMTfπφ2=Δ(EPA)fo=4000Hz(EPA)fo=0Hz(ETU)fo=4000Hz(ETU)图4PSS粗同步性能仿真135Fig.4PerformanceSimulationforPSScoarsesychronization图4是PSS粗同步的性能仿真结果，给出了ID2解析错误的概率。仿真是在很低的信噪比下仿的，高信噪比下错误概率极其低。-4-3-2-101234050100150200250300350400SNR(dB)RMS(Hz)AWGNEPAETU140图5FOE粗同步性能仿真Fig.5PerformanceSimulationforFOEcoarsesychronization图5是粗频偏估计的结果，可以看到在AWGN和EPA信道条件下，粗频偏估计的性能，LTE系统子载波间隔为15KHz，按照OFDM同步的基本要求，载波频偏估计误差在相对于145子载波间隔的0.01以内是不太会影响接收数据的性能，这里也就是150Hz。