L6563+L6599_LLC经典设计

L6563+L6599LLC经典设计指标参数的确定和电源方案的选择指标参数的确定本课题所要设计的地铁车厢LED供电电源样机的具体指标参数如下：a、整体电气指标输入电压Vin_rms：140Vac~270Vac(为满足地铁列车错轨引起的电压波动)电网频率f：47~63Hz额定输出功率Po_rms：3.3V*0.33A*10*6=60W最大输出功率Po_max：3.5V*0.33A*10*6=69.3W额定输出电流Io：0.33A*6=1.98A输出电压范围Vo：（3.2V~3.5V）*10=32V~35V单串LED输出电流纹波：Io_pp：16.5mA工作温度：-20℃～60℃启动时间：1.5S掉电维持时间tholdup：40mSPF值：0.95(输入：140Vac~270Vac；输出为额定功率)效率：92%(输入：140Vac~270Vac；输出为额定功率)b、国家国际规范要求[32]~[36]1)符合EN55015(灯具电磁兼容标准)2)符合IEC61373（铁路应用机车车辆设备冲击和振动试验）3)符合BS6853-1999（载客列车设计与构造防火通用规范）4)符合IEC60529/EN60529IP67（防水等级）5)符合IEC1000-3-2/EN61000-3-2电源方案的确定为满足高功率因数、高效率、高可靠性以及LED需要单串恒流供电等一系列要求，在本论文中我们对每串LED灯都采用独立的恒流模块进行控制。本方案是由AC/DC（PFC+LLC）模块和6个DC/DC恒流模块两部分组成。为了缩小电源体积、降低电源复杂度以及良好地散热，本方案中恒流模块和LED一起集成在铝基板上。主要以输入为140Vac~270Vac、输出以地铁车厢LED照明灯具（灯具的规格是：10串*6并*1W（3.3V/0.33A）的60颗LED灯组成）为负载的电源作为研究对象；电源选取方案为PFC+LLC谐振变换器，外加多组恒流模块的结构。依据地铁车厢LED照明供电系统对电源的严格的技术要求，本文第二、三章主要介绍PFC、LLC以及恒流模块等部分的工作原理、参数设计与优化、关键元件的设计与选取等；第四章将主要讨论电源电磁兼容的设计过程；第五章主要针对整机结构的进行研究与设计；第六章主要是实验结果，并对结果进行分析；最后，在第七章中对这一方案在地铁车厢LED照明供电领域中的应用进行了总结与展望。功率因数（PFC）部分的研究与设计2.1.1功率因数的特性根据电工学的基本理论，功率因数（PF）定义为有功功率(P)与视在功率(S)的比值，用公式表示为：（2.1）（2.2）式（2.1）中，为输入电流基波有效值；为电网电流有效值；，……为各次谐波有效值；为输入电压基波有效值；为输入电流畸变因数；为基波电压、基波电流位移因数。可见，功率因数由畸变因数和基波电压、基波电流位移因数决定。低，则设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大；低，表示设备输入电流谐波分量大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染，使功率因数降低，严重时，会造成电子设备损坏。但传统的功率因数概念是假定输入电流无谐波电流（即或）的条件下得到的，这样功率因数的定义就变成了。总谐波畸变THD(TotalHarmonicsDistortion）用来衡量电流波形的失真情况，定义为：（2.3）因此，功率因数的表达式可变换为：（2.4）又（2.5）由式(2.4)，式(2.5)可得（2.6）从而，当时，（2.7）由式(2.4)看出，可以采用两种方法来提高功率因数：一是最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD值达到最小；二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零，使，从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术，可使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化，使输入电流呈正弦波，并且和输入电压同相位。2.1.2方案的确定有源功率因数校正(APFC)是抑制电流谐波，提高功率因数最有效的方法，其原理框图如图2-1所示。其基本思想是：交流输入电压经全波整流后，对所得的全波整流电压进行DC/DC变换，通过适当控制使输入电流平均值自动跟随全波整流后的电压波形，使输入电流正弦化，同时保持输出电压稳定。APFC电路一般都有两个反馈控制环：内环为电流环，使DC/DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同；外环为电压环，使DC/DC变换器输出稳定的直流电压。图2-1APFC电路原理图适用于APFC的拓扑有很多，原则上任何一种DC/DC变换器：Boost变换器、Buck变换器、Buck-boost变换器、Flyback变化器、Cuk变换器等均可实现上述功能，都可作为PFC的主电路拓扑。在实际应用中，由于PFC是对输入电流进行控制，因此一般采用Boost和Flyback变换器，这样电感串联在输入端，电流反馈控制实质上就是对输入电流进行控制。Flyback型PFC虽然易于实现输入、输出间的隔离，但由于隔离变压器磁芯单向磁化，使得其磁通复位控制困难，变压器利用率低，适用于150W以下的电源和镇流器。Boost型PFC输入电流连续，储能电感也兼做滤波器抑制RFI和EMI噪声，功率因数高，总谐波失真小，输出电压高，允许电容储存更多的电能，能提供更长时间的掉电保护，这些优点促使Boost型PFC的应用更为广泛。根据电感电流的状态划分，Boost型APFC又可以分为断续模式(DCM)，连续模式(CCM)和临街连续模式(CRM)。图2-2说明了这三种模式的工作原理。(a)DCM模式下的电感电流波形(b)CCM模式下的电感电流波形(c)CRM模式下的电感电流波形图2-2三种有源功率因数校正技术的原理DCM有源功率因数校正技术的特点是所需电感量小，由于电感电流断续，其输入的峰值电流可以自动跟踪输入电压，通常采用PWM的调制方式，而且只用单环控制即可，因此电路结构非常简单，整流二极管不存在反向恢复的问题，但是在同等输出功率的情况下，DCM模式的输入电流峰值大，开关管的关断损耗、二极管的开通损耗和器件电流应力都比较大。因此，一般只用于小功率的场合。CCM有源功率因数校正技术的优点是可以用在较大功率的场合，由于电感电流连续，纹波较小，因此输入滤波简单。CCM模式也存在一些问题：开关管不是零电流开通，因此开通时的尖峰电流会给开关管带来较大的损耗。由整流二极管反向恢复引起的di/dt会给整个电路带来严重的干扰。而且它的控制一般需要输出电压和电感电流两个状态量的反馈，因此电路结构比较复杂。CRM有源功率因数校正技术可以做到DCM和CCM两者的折中。与DCM模式相比，CRM模式的器件应力较小，应用的功率场合比DCM更广泛。而与CCM模式相比，CRM模式不存在整流二极管的反向恢复，开关管是零电流开通，且控制电路相对简单。但受到器件应力的限制，CRM也不能用在较大输出功率的场合。在300W以下，CRM与其他两种模式相比，还是具有明显的优势。基于上述描述，前级功率因数校正电路选用CRM模式的Boost型PFC。控制芯片选择ST公司的L6563[37]。L6563内部有一个乘法器，交流输入电压经过分压后作为一个输入信号，另一个输入是输出电压和参考电压的误差信号，两者相乘作为电感电流采样信号的限制值。当MOS管开通，电感电流上升，直到达到限制值时，MOS管关断，电流下降。当过零检测网络检测到电感电流为零时会再次驱动MOS管开通，从而实现功率因数校正的功能。2.1.3功率因数部分电感及其他参数的计算所需要的PFC电路的参数指标：输入电压Uin_rms：140~270Vac电网频率f：47~63Hz最大输入功率Pin_max：71.6W/0.92=77.8W额定输出电压Uo：400V输出电压纹波：Uo_pp：16V输出功率PDC_max：40V*1.7A/0.95=71.6W掉电维持时间tholdup：18ms，保证PDC=71.6W，Uin_rms=140V/50Hz情况下Uhold360V最小开关频率fs：30kHz（1）功率因数校正部分电感值的确定：功率因数部分电感及其他参数的计算所需要的PFC电路的参数指标：输入电压Uin_rms：140~270Vac电网频率f：47~63Hz最大输入功率Pin_max：71.6W/0.92=77.8W额定输出电压Uo：400V输出电压纹波：Uo_pp：16V输出功率PDC_max：40V*1.7A/0.95=71.6W掉电维持时间tholdup：18ms，保证PDC=71.6W，Uin_rms=140V/50Hz情况下Uhold360V最小开关频率fs：30kHz（1）功率因数校正部分电感值的确定：由CRM工作方式可知，在开关管Q导通时，有（2.8）开关管Q关断时有（2.9）其中，为瞬时输入电压值，为开关周期内开关关断时间，为开通时间，是一个开关周期内电感电流的峰值。由（2.8）式可以得到（2.10）由（2.9）式可以得到（2.11）电网瞬时输入电流与电感电流有如下关系：（2.12）根据功率守恒（考虑转换效率）有（2.13）其中，、分别为PFC电路的输入和输出功率。令输入电压为，输入电流,可以得到（2.14）由（2.13）式可以求得（2.15）结合（2.12）式和（2.15）式可以得到（2.16）由于CRMPFC在特定输出功率、输入电网电压的条件下，具有恒定的导通时间，将（2.16）代入（2.10），得到（2.17）将（2.16）代入（2.11），有（2.18）由（2.17）、（2.18）可知，开关周期（2.19）开关频率（2.20）由（2.20）式可知，在输入电压达到最大值时，开关频率有最小值为：（2.21）则相应的L值为（2.22）当，，，，输入电压在140Vac~270Vac范围内变化时，电感量与输入电压有效值之间的关系如图2-3所示。图2-3输入电压有效值与电感量之间的关系应该选取整个电压变换范围内所需电感的最小值作为Boost电感的取值，从图2-3可以得到电感值为750H。（2）Boost二极管的选择：流过二极管的平均电流，二极管工作时需要承受的电压为400V，考虑裕量，选择二极管的型号为HER307()。（3）开关管MOSFET的选择：由（2.16）可以求得最大电感电流的峰值电流，MOSFET正常工作时所需承受的电压应力也为400V，考虑裕量，选择型号为2N60的开关管()。（4）输出滤波电容值的确定：输出电容的容值是由输出电压纹波以及掉电维持时间两个因素确定的。（a）从输出电压纹波的要求考虑：根据功率守恒，有上式可以看出，输出电流中含有二次脉动电流，输出电容吸收这个二次脉动电流，从而使负载输出电流稳定。由得求解上式，得必须满足参数设定要求，即有如下结论将参数代入上式可以求得，要满足输出纹波的要求，输出电容的取值范围为。（2）从掉电维持时间上考虑：维持时间取决于电容中存储能量的多少、负载功率、输出电压以及后级变换器仍能正常工作的最低电压。在设计中考虑掉电维持时间()的要求：时，其维持时间。由可知，输出电容应满足将参数代入上式可以求得，要满足维持时间的要求，输出电容的取值范围。综合输出电压纹波和维持时间的要求，选取两个的电解电容。LLC部分的设计LLC谐振变换器的工作原理半桥结构的LLC串并联谐振变换器如图3-1所示，两个主开关S1和S2构成一个半桥结构，其驱动信号均是固定占空比0.5的互补信号，电感Ls、电容Cs和变压器并联电感Lp构成LLC谐振网络。该谐振网络连接在半桥的中点和地之间，因此谐振电容Cs也起一个隔直电容的作用。在变压器副边，整流二极管D1和D2组成中间抽头的全波整流电路，整流二极管直接连接在输出电容Co上。在LLC谐振变换器中有两个谐振频率：为串联谐振电感和电容谐振产生的串联谐振频率；为串联谐振电感加上并联谐振电感的和与串联谐振电容谐振产生的串并联谐振频率。下面以开关频率f的范围来具体分析一下LLC串并联谐振电路的工作过程。图3-1（1）时的工作过程阶段1（）：如图3-2(a)所示，时刻，S2关断，谐振槽路电流对主开关S1的寄生电容放电，S1两端的漏源电