小功率开关电源的经济效益提升方案

小功率开关电源的经济效益提升方案（RCC电路的彻底解析）在输出小于50W的小型开关电源系统中，目前在设计上有很多种，但RCC方式被运用的可以说是最多的。RCC（即Ringingchokeconvertor）的简称，其名称已把基本动作都附在上面了。此电路也叫做自激式反激转换器。RCC电路不需要外部时钟的控制，由开关变压器和开关管就可以产生振荡的原因，使线路的结构非常的简单，这样就致使成本低廉。所以可以用之中电路来做出地价格的电源供应器。而市场上的小型电源供应器也是采用RCC来设计的。RCC电路的主要优缺点如下：1、电路结构简单，价格成本低。2、自激式振荡，不需要设计辅助电源。3、随着输出电压或电流的变化，启动后，频率周期变化很大。4、转换的效率不高，不能做成大功率电源。5、噪声主要集中在低频段。RCC电路的基本工作过程○基本为反激式变换器图一反激式电源的基本结构图一为反激式电源的基本结构，由一个开关管和变压器组成，当开关管导通时，只在变压器储存能量，而在直流输出端没有功率的输出。按照图一，变压器的一次侧线圈用Lp来表示，在开关管Tr1导通期间流过集电极电流Ic1，变压器的储能为：P=1/2[Lp（Ic1）2]其次，当Tr1截止时，变压器的各线圈不但有逆向电压发生，输出侧整流二极管也导通，变压器所存储的能量则移到输出侧。也就是说Tr1在导通期间，变压器存储能量，在截止期间输出能量（电源）。又从变压器的原理可知，一次侧所流入的能量一定等于二次侧直流所输出的能量。所以可得到以下公式：1/2Lp*Ic12*f=Vo*Io上式中f为工作频率Vo为输出直流电压Io为输出电流。○RCC的启动回路图二为RCC方式的基本原理图，当加入输入电压Vin（电阻连接Tr1的基极），电流Ig流过RG，Tr1开始导通，此时Ig为启动电流。开关管Tr1的集电极电流Ic波形如图三，一般的，必须从0开始启动。Ib变得越小越好。图二：RCC基本原理图图三：开关管集电极Ic波形图Tr1一旦进入导通状态，变压器P1绕组已经加上了Vin，因此P2绕组为按照各个的圈数比所形成的电压为：Eb=（Nb/Np）Vin这个电压更因在Tr1导通时，极性相同，因此Tr1在导通状态时能继续维持，此时基极电流Ib为：Ib=[（Nb/Np）*Vin—（Vf+Vbe）]/Rb像定电流般的继续流动。其实，Tr1的集电极电流Ic=Vin*T/Lp，Ic随时间成比例增大。在Ton期间，Tr1呈饱和状态，hfe≥（Ic/Ib）（hfe：直流电流放大率。）见图4所示。图4：集电极电流Ic1波形○选择基极电阻Rb的重要性前面的工作说明是在输出电压稳定后的初期状态。此线路的开关管基极的驱动条件极为重要，例如：输入电压Vin上升，则Ib也增加，Ic同时跟着增加，也就是说Tr1导通时间增长。反之，若输入电压Vin下降，未达到必要的Ic，则Tr1不能导通，如此Tr1的直流电流放大率hfe也需要考虑，最低的输入电压由Ib流过的基极电阻Rb来决定。如何决定P2线圈的匝数？若开关管Tr1截止时，（如图5）开关管射极与基极间加上逆向电压，则使用的三极管的Veb（max）决不可超过以下条件：Nb/NsVeb(max)/(vo+vf)图5：Tr1截止时波形Rb有电流流过，变成像图6的方波。图6：RCC的脉动波形求Rb所损失的功率PRB其中为开关管导通时间，T为开关振荡周期在实际设计中，此PRB因为很大，不能被忽视，且是全体转换效率降低的最大因素。○定电压工作的结构经过一段时间后：侧输出电压上升，此时图2的C2的端电压也依输出电压Vo的比例上升，也就是说，Tr1在截止期间，所积的能量就放出。D3给C2的充电电流与IS同时流动，则P2线圈与S1线圈的电压与圈数比的关系如下：其中VF3，VF4为D3，D4的正向电压，当VC变化时，VO也跟着变化。VC的端电压上升，稳压二极管D1导通，则Tr1的基极电流下降，加速Tr1的截止。以电压的关系来看，D1的电压VZ为VZ=VC+VBE所以VZ与的比取决于输出电压Vo。总之，这个稳定电压的精度直接受输出电压精度的影响，即用温度系数良好，5~6V的稳压二极管。只是变压器的各组线圈的电阻，使电压下降，或D1的工作电阻D3的正向电压VF的变化等因数的影响，实际上无法得到横高的精确度。原来Tr1的逆偏压VEB也被涉及，实际上，也是由D1的其纳电压VZ来决定的。○启动时，集电极电流的控制在定电压动作期间，VC的端电压很小，Tr1的基极电流未被限制，即集电极电流由IB和hFE来决定。其实开关管的hFE在制作时，差值很大，环境温度也会有很大的变化，因此，若没有任何的限制时，集电极电流会大大的流失。对线路本身，有很多的损害，为防止此原因，则增加Tr2，R1和RSC。也就是说Tr1的发射极电流增大，Tr1的基极电流下降，Tr1的导通时间件短，使输出电压下降，进行稳定化作用。总之，IE1的最大值不能超过RSC所决定的值。图8为此说明图例图7基本的电流检测控制电流图8设计实例RCC振荡常数（频率）的解析在这里，必须要了解RCC工作的振荡频率和占空比。○占空比D：如图9，依次绕线数NP的流出电流为t=tON的最大值i1P而得到二次回路的电流最大值i1P，依变压器的基本原理：图9：RCC电路的电流波形二次电流因i2P随率衰减，则瞬间值为i2RCC方式的初期条件，当t=tOFF时，i2=0以i1P式中的tON代入而求得tOFF：所以上式成立下面求占空比D：此时e1=VIN-VCE（sat），e2=VO+VF代入上式成为较实用的公式○如何求振荡频率f：由于一次侧与二次侧的电量相等的条件，1/2L1*I1P*f=IO*e2依此求得由此演变，可求得振荡频率f，由以上两个结论公式，RCC方式的工作就应该很明了了。⑴占空比D与输入的电压成反比，VIN增大，D变小，也就是说tON变短tOFF不会变⑵占空比不受负荷电流的影响。⑶占空比随变压器一次侧电感量LP变大而增加，二次侧电感量LS的增大而减小。⑷振荡频率f随输入电压VIN上升而上升，与负载电流成反比例而下降。⑸振荡频率f随LP，LS成反比下降。以上结果与实际结果非常一致。变压器的设计○求一次线圈NP匝数变压器的设计方式，最先求一次线圈的圈数（匝数T）依RCC的设计方式，图10为铁心（磁体CORE）的B-H曲线，±Bm之点为饱和点，此点的磁通密度称为饱和磁通密度。图10磁B-H曲线图11B-H曲线的温度特性图12Il的电流波形一次绕组的求解公式如下：tON：最大值为T/2VIN：P1线圈的电压B：磁体的磁通密度A：磁体的有效截面积若磁体的材质为ferrite磁体，如图11，温度的变化，使最大的磁束磁通密度Bm产生变化，也就是说，依实际的工作条件的Bm特性求得，在100℃的Bm为3500~4000（Gauss高斯），范围很小，大约用20~30%的值，去估计使用。若在过流状态下，tON会很大，磁体仍在此范围内，此过度状态是因磁体未达到饱和的缘故。○电感值的计算：当输入电压VIN最小的占空比用1/2法去设计时，Il像（图12般）的碎波，输出功率为PO，功率转换效率为η，一次侧电流的平均值为Il（ave），最大值为Ilp，一次绕组的电感LP为○其它线圈的计算二次电流的峰值（peak）I2P，对于输出电流IO的关系如下：二次绕组的电感量LS为：如果这里tON=tOFF=2/T的条件，则2次绕组的圈数为：下式中VF为二次整流二极管的正向压降，其中VS=VO+VF求解得开关管基极驱动绕组NP2的计算：因Tr1的VEB条件:以上各绕组匝数已经决定,输出侧因线路电压降(linedrop)的发生,实际的圈数有必要比以上值稍多.因实际磁导率的关系,必须加入气隙(Gap)RCC方式的变压器,在求一次侧匝数时,磁通密度为必要的条件,即以上的计算方式,较电感的实际值,通常要大一些.在固定的输出功率下,振荡频率f太低的结果,会导致磁饱和.因此,当磁体的实际导磁下降时,电感值非减到必要值不可,用实际的EE、EI磁体,则像图13一样,插入气隙(Gap).图13气隙的描述气隙的求法如下：这里要求的Lg为磁回路内合计的气隙的厚度,故中心孔(centerHole)与外部两地方,同时把距离(space)插入,也就是说气隙纸的厚度为Lg/2.气隙纸的材质,只要是绝缘的物质就可以,这种纸,因温度的关系,厚度会改变,通常一Mylar纸或bakelite板来使用。（垫纸在低频时有可能出现噪声，稳定性也不是很理想。采用磨的方法比较好，但是磨的话在变压器工艺上会比垫纸困难。）变压器绕线结构变压器会因为线圈的绕线方式而在特性上有很大的差别，特别是一次绕组NP1和二次绕组NP2间的结合度，非注意不可。结合度是一次绕组所发生的磁束，比起2次侧线圈来诱导时，没有被诱导的部分称为磁漏（leakageflux）（这句就是我们所说的漏感，即由于初、次级间，匝与匝之间，磁通不能完全偶合而出现的漏感。）要使结合度上升，对于绕组的结构，有下列两点必须注意。⑴各绕组要绕满圈数若少的话，只绕一半时，可将每圈都把间隔加大，或把线径减小，2~3条线一起绕也有效，如图14。图14图15⑵如图15，三明治的多层分割绕法。绕组的顺序为：最初从一次绕组NP1绕起，其次是2次绕组NS，普通最后由基本绕组完成。在此，则由一次绕组NP1再绕一次，与底层的NP1并列，再接在一起。其他绕组：用NP1和NP、夹着之故，一次绕组及其他绕组间的结合度就回提高。漏感电感的影响变压器要完全100%偶合是不可能的，尤其是RCC方式，因设有很大的气隙，漏感必然增加。如图16所示，T型等效回路的Le1，Le2的漏感就产生了。图16当一次与2次电流流动时，能量就开始积蓄，若其他的绕组未偶合的话，一次侧的能量就无法完全转移到2次侧，则变压器在Tr1截止的瞬间会发生很大的逆电压，与Tr1的集电极电压叠加在一起。抑制逆电压的吸收（snabber）电路图17图17中，在NP1绕组两端，加入由二极管，电容构成的电路。漏感电感Le1积蓄的能量为P1，振荡频率为f，Tr1在截止时发生的逆电压为puese，若在电容的直流电流，就被R抵消掉。P1由上式公式来决定，电阻值增加，则电压就会生高。电阻值低，电压就会下降。但VC与2次绕组NS和输出电压VO有关。反激电压Vf，这样低的电阻值就会将损耗增大。变压器的漏感或因输出功率所引起的积蓄能量而起变化，所以这里的电阻约为10-50K最合适。滤波电容的决定方法○纹波（ripple）电流为主要参数RCC方式，设计时的重点在输出侧，滤波电容的纹波电流，2次侧在开关管截止期间流通，因电流波是三角波，因此纹波电流的实际值显的更大。当电解电容因纹波电流的流通，由于内电阻而产生损耗，因此内部温度上升，此为电容寿命缩短的原因。电解电容在最高温度使用时，顶多能保证2000小时的寿命，当温度上升10℃，则寿命将减半。受周围发热物的热度影响的同时，纹波电流本身发热的抑制工作非常重要。因此纹波电流的最大值必须加以规定。高频用电容，因内电阻很低，所以case，sige比较大表1图18表1为电容器的纹波电流与case，sige的比较。○纹波电流的大小纹波电流的波形如图18，用直流bias得到的波形，也就是说：一个周期分成了3段期间，求实际值之后再合并计算。有关其时间的推导如下：第一期间，电流的瞬时值i1为：从以上条件，第一期间的纹波电流Ir1，而求得以下公式。其中第二期,同第一期同样计算:(i2=i1)第三期(i3=IO)三期的值的合并计算:虽然计算过程繁杂,但并不难,最后若能把公式记起来,在实际设计上就足够了.又tON=tOFF,占空比为0.5的条件,IP=4IO之故,若记得Ir=1.3IO的话,简单的电容的纹波就可以求得.若在实际设计时,最好选比此值以上的容许纹波电流的电容,因一只电容不够时,可多接几个。反馈时的定电压控制实际上，广被应用的RCC方式的开关电源变换器直接监视输出电压，开关转换的频率或导通期间使定电压能控制在图形之内。若不如此，光靠基本电路则电压的精确度就不好