MOSFET开关损耗计算

高效能低电压PowerMOSFET及其参数与应用英飞凌公司林锦宏张家瑞前言近年来，产业的发展、有限的资源及日益严重的地球暖化现象，促使环保及节能的观念逐渐受到重视，造就各项新能源的开发、能源利用技术及新式组件或装置的发展，而能源政策的推广更使得能源概念的商机逐渐扩大。为了满足节能和降低系统功率损耗的需求，需要更高的能源转换效率，这些与时俱进的设计规范要求，对于电源转换器设计者会是日益严厉的挑战。为应对前述之规范需求，除使用各种新的转换器拓扑(topology)与电源转换技术来提高电源转换效率之外，新式功率器件在高效能转换器中所扮演的重要角色，亦不容忽视。其中，PowerMOSFET目前已广泛应用于各种电源转换器中。本文将简述PowerMOSFET的特性、参数与应用，除针对目前低电压PowerMOSFET的发展趋势做简单介绍外，还将简单比较新一代PowerMOSFET的性能。PowerMOSFET的参数与应用电源设计工程师在选用PowerMOSFET设计电源时，大多直接以PowerMOSFET的最大耐压、最大导通电流能力及导通电阻等三项参数做出初步决定。但实际上，在不同的应用电路中，PowerMOSFET的选用，有更细腻的考虑因素，以下将简单介绍PowerMOSFET的参数在应用上更值得注意的几项重点。1功率损耗及安全工作区域(SafeOperatingArea,SOA)对PowerMOSFET而言，其最大功率损耗是由温度及结-包装外壳间之热阻所决定的，即：(1)由上式可知，若能够有效减少热阻，则PowerMOSFET所能承受之的最大功率损耗就可以获得提升。图1为PowerMOSFET的最大功率损耗与温度关系图。由图可知，若能有效减少热阻，就能使PowerMOSFET之最大功率损耗及最大工作电流获得提升。)T(RIRthjcTTjPmaxonjDS2nomcmaxtot⋅=−=图1PowerMOSFET最大功率损耗对温度关系图图2为PowerMOSFET之安全工作区示意图，其安全区主要由四个条件所决定：导通电阻RDSON、最大脉波电流IDpulse、最大功率损耗PD及最大耐压VBR。正常条件下，PowerMOSFET都必须能够在安全工作区域之内。图2PowerMOSFET之安全工作区域图2传导与并联使用PowerMOSFET的传导(transconductance,gfs)为其工作在线性区(linearregion)时，VGS与ID间的小信号增益值，可以用下式表示之。gfs=ΔID/ΔVGS(2)PowerMOSFET在导通及截止的过程中工作在线性区，因此传导的大小与导通及截止的过程中，所能流经PowerMOSFET的最大电流有关，亦即：最大脉波电流功率损耗最大耐压VBRthjcCmax,jDZTTP−=ID=(VGS-Vth)·gfs(3)然而在中/高电流的应用电路中，在为了提升效率所采用之PowerMOSFET并联方法下，传导值就会直接影响到在导通及截止的过程中，流经各PowerMOSFET的电流均匀程度。一般而言，会采用具高传导值的PowerMOSFET，减少并联使用中PowerMOSFET的电流不均情况。图3传导gfs—PowerMOSFET之增益值3切换速度与闸极电荷(Qg)如图4所示，为PowerMOSFET在导通及截止过程中，驱动电路在不同时间区间内对极间电容CGS及CGD充电/放电时之VGS及相对应之各项波形图。由图中可知，无论是在导通或截止的过程中，极间电容CGS及CGD在PowerMOSFET的切换速度上都扮演重要的角色。Qg用以表示PowerMOSFET在导通或截止的过程中，驱动电路所必须对极间电容充电/放电之总电荷量，如图5所示。在一般操作之下，PowerMOSFET切换的延迟时间可用一简单式表示之：td=Qg/iG(4)此外，驱动电路驱动PowerMOSFET导通及截止的过程中，对PowerMOSFET的极间电容进行充/放电的栅极电荷，事实上也是一种形式的损耗，只是其发生于驱动电路。若Qg值愈大，要达到高频率操作及高速切换，则需要具较高电流能力之驱动电路。PowerMOSFET之驱动损耗可以下式表示之。PDRV=VDRV×QG×FSW(5)其中，VDRV为驱动电路之驱动电压。(a)(b)图4PowerMOSFET(a)导通(b)截止之极间电容充/放电示意图图5PowerMOSFET闸极电荷示意图4PowerMOSFET受温度影响的参数对PowerMOSFET而言，只要它完成一次导通/截止的动作，就会有些许的能量损耗在其中，造成组件本身的温升。然而，在PowerMOSFET中，有些参数会随着温度改变而所有改变，因此在使用PowerMOSFET时，必须考虑这些受温度变化所造成的参数影响。z导通电阻RDSON图6为导通电阻RDSON对结(Junction)温度之变化图。由图中所知，导通电阻RDSON会随温度上升而增加，因此在做PowerMOSFET的导通损耗分析时，必须CGCGS+CGDCGSCGCGCGS+VGSVTIGVIDVGSVTH-IGVDSID先假设一可能的结温以评估可能的导通电阻值。一般数据手册所列，都是在结温为25℃时的导通电阻值。图6为Infineon公司之IPD050N03LG，依资料手册其导通电阻为5mΩ。图6导通电阻RDSON对结(Junction)温之变化图z导通临界电压VGS(th)图7为PowerMOSFET导通临界电压对结温之变化图。由图中可知，导通电压对结温呈现反比的关系，亦即结温上升，导通临界电压值下降，而其温度系数约为-5mV/℃。一般而言，高压PowerMOSFET的导通临界电压约为2〜4V，而低压PowerMOSFET的导通临界电压约为1〜2V。图7PowerMOSFET导通临界电压对温度之变化图z传导gfs图8为PowerMOSFET工作于线性区之驱动电压及最大电流特性图。由图可知，传导会随温度上升而减少，因此温度较高者其传导值较小，反之，温度较低者其传导值较大。这也是PowerMOSFET适合并联使用的原因之一。一般而言，gfs(t)=gfs(25℃)×（t/300）-2.3，其中t为绝对温度。图8PowerMOSFET传导值对温度变化示意图z最大耐压VBR(DSS)图9为最大耐压VBR(DSS)对温度之变化图。由图中可知，当温度上升时，PowerMOSFET之最大耐压随之增加。值得说明的是不同的制造商对PowerMOSFET之最大耐压有不同的前提，一为结温为25℃时，二为结温在其最大值时。选用PowerMOSFET时需要特别留意。图9PowerMOSFET最大耐压VBR(DSS)对温度之变化图5Qgd/Qgs1与dVDS/dt图10为PowerMOSFET之高频等效电路。其中，输入等效电容Ciss=Cgs+Cgd；输出等效电容Coss=Cgd+Cds；反馈等效电容Crss=Cgd，内含有其他寄生电容及NPN晶体管。图10PowerMOSFET高频等效电路图11所示为一单相同步整流降压电路架构。Q1称为高压侧(HighSide)MOSFET;Q2称为低压侧(LowSide)MOSFET。图11单相同步整流电路架构当Q1导通及Q2截止的瞬间，其等效电路如图12所示。图12Q1导通及Q2截止过程的等效电路VDSCdsCgdCgsVgsRg-ext+Rg-intCdbRbCdsCgdCgsCdbRbRg,intVVPWMDriverQ1Q2在可能的操作条件下，低压侧PowerMOSFETQ2截止时，且VDS上升斜率dVDS/dt很高时，VDS可能经Cgd对Cgs充电。因此，为避免因这充电现象发生而导致的高低压侧PowerMOSFET同时导通而烧毁，所以一般需选用(Qgd/Qgs1)1(Qgs1表示Qgs在VgsVgs(th)时的值)。另外，在高dVDS/dt的情况下，VDS可以透过另一个寄生电容Cdb触发PowerMOSFET内的寄生晶体管，造成PowerMOSFET的烧毁。因此，在实际应用电路中必须尽量避免PowerMOSFET超过其dV/dt值。6崩溃及崩溃能量PowerMOSFET在VDSBVDSS后会进入崩溃区(Avalanche)，其操作如同一齐那二极管，当能量超过某一值时，会造成雪崩击穿(AvalancheBreakdown)。在正常使用情况下，功率晶体应避免操作于此情况。在PowerMOSFET的规格表中标示有“EAS”及”EAR”参数，此参数分别代表进入崩溃时，PowerMOSFET能够忍受的单次脉波及重复性脉波最大能量。单次脉波崩溃能量：EAS=1/2×VBS×IAS×tAV重复性脉波崩溃能量：EAR=1/2×VBR×IAR×tAV其中，tAV表示PowerMOSFET进入崩溃时之延续时间。雪崩击穿一般可分为两种损坏模式：(1)高能量雪崩击穿损坏，属于高电感、低电流且长时间雪崩击穿，导致热量无法及时散逸而使得PowerMOSFET损坏，例如驱动马达的应用；(2)低能量雪崩击穿损坏，属于低电感、高电流且短时间雪崩击穿，导致瞬间过热无法使得PowerMOSFET损坏，如个人计算机主机板之中央处理器(CPU)核心电源(Vcore)的应用，如图13所示。大部分的PowerMOSFET的损坏是由于过大的能量(ElectricalOverStress;EOS)加于组件而导致过热或超出安全工作范围而损毁。(a)(b)图13(a)高能量雪崩击穿损坏(b)能量雪崩击穿损坏PowerMOSFET损耗分析与设计趋势以同步整流降压转换器做损耗分析，可说明目前PowerMOSFET在应用电路中的各项功率损耗情况。对高端的PowerMOSFETQ1而言，其功率损耗为：Ploss,Q1=导通损耗+切换损耗+驱动损耗+电容性损耗，亦即：()()×××+××+×××+×=swOSSswGSgswgginONDSrmsQlossfVCfVQfIQVIRIPin2,2,211(6)而低端之同步整流PowerMOSFETQ2之功率损耗为：Ploss,Q2=导通损耗+驱动损耗+电容性损耗+本体二极管回复损耗，亦即：()()()swinrrsw2OSSswGSgON,DS2rmsQ,lossfVQfVC21fVQRIPin2××+×××+××+×=(7)从式(6)、(7)可知，PowerMOSFET主要的损耗来源有三：(1)导通电阻造成导通损失；(2)闸极电荷造成驱动电路上的损耗及切换损失；(3)输出电容在截止/导通的过程中造成PowerMOSFET的储能/耗能。值得注意的是，除了导通损耗以外，其余各项损耗均与PowerMOSFET之极间电容或门极电荷及切换频率呈正比。亦即，若要在较高频率操作，必须选用较低极间电容或门极电荷之PowerMOSFET，可以有效减少高频率下之切换损失。而PowerMOSFET发展趋势亦是以减少导通/切换损耗、快速切换为目标，使其所应用之电源供应装置，能够达到效率高、轻量化、小型化及稳定性高之产Thermalfailure:Latch-Up:IDVDSVGS–Highenergyavalanche–Highinductance–Lowcurrent–Lowenergyavalanche–Highinductance–HighcurrentSamescaleOptiMOS3OptiMOS2OptiMOSSIPMOS0246810121419941996199820002002200420062008yearofreleaseOn-state-resistance@VGS=10V[mOhm]品设计目标。以下将说明现今低压PowerMOSFET之发展趋势，并以InfineonTechnologies公司所生产之新一代OptiMOS®3为例，比较性能优劣。1低导通电阻对大部份的应用而言，导通时所造成之导通损耗，仍占整体PowerMOSFET损耗的大部份，因此各家厂商均致力于降低PowerMOSFE