第4章高频功放p24

1在谐振功率放大电路中，其三种工作状态应由VCC、VBB、Uim、Ucm四个参量决定，其中任一量的变化都会改变A点所处的位置，使工作状态发生相应的变化。26所示。4.3.4谐振功率放大器的分析方法及解题指导一、谐振功放的分析方法在分析计算谐振功放电路各指标时，需要一定的思路和方法。通过总结归纳发现，应在理解谐振功放工作状态图4.3.2的基础上，以IC0=iCMα0(θ)和Ic1m=iCMα1(θ)为桥梁，进而找3出已知量和未知量之间的关系。为了使初学者更快地掌握分析和计算的方法，在此不妨给出各量之间的量化关系：值得注意的是，由于过压状态为凹顶脉冲，不能用尖顶脉冲分解系数进行计算，为此我们只能对过压状态采取定性分析。二、谐振功放的解题指导在掌握上述关系和计算式的基础上，根据题目所给条件，对照各量之间的量化关系逐步求出未知量。例4.3.1某谐振功放晶体管的饱和临界线斜率gcr=0.5s，Uth=0.6V。电源电压VCC=24V，VBB=-0.2V。输入信号振幅Uim=2V，输出回路谐振电阻Rp=50Ω，输出功率Po=2W。试求：(1)集电极电流最大值、输出电压振幅、集电极效率；(2)判断放大器工作于什么状态？解：(1)本题虽给出gcr，但未指明是临界状态，故不能使用iCM=gcr(VCC-Uc1m)来计算iCM和Uc1m。由于cosθ=(Uth+VBB)/Uim=(0.6+0.2)/2=0.4，得θ=66.4o，查表α0(66.4o)=0.241，α1(66.4o)=0.421；并由Po=2c1mIRp/2得Ic1m=0.2828A。故iCM=Ic1m/α1(66.4o)=671.7mA，Uc1m=Ic1mRp=14.14V，PVcc=VCCIC0=VCC×iCMα0(66.4o)=3.885W，ηc=Po/PVcc=51.5%。(2)说明放大器的工作状态，可以Uc1m=14.14V，iCM=671.7mA为前提，利用临界状态时的iCM=gcr(VCC-Uc1m)来判断。即假设iCM=671.7mA时对应于临界状态的c1mU=VCC-iCM/gcr=22.66V，因Uc1mc1mU，故为欠压状态。例4.3.2某谐振功放工作于临界状态，θ=75o，输出功率Po=30W，VCC=24V，晶体管的饱和临界线斜率gcr=1.67s。查表得α0(75o)=0.269，α1(75o)=0.455，α2(75o)=0.582。试求：(1)集电极效率和临界负载电阻；(2)输入信号的频率减小一倍，而保持其它条件不变，其输出功率和集电极效率各为多少？解：(1)将临界状态时的iCM=gcr(VCC-Uc1m)代入Po=Ic1mUc1m/2=iCMα1(θ)Uc1m/2得2c1mU+VCCUc1m+2Po/gcrα1(θ)=0，代入数据并由求根公式得Uc1m=20.06V和Uc1m=3.96V(舍去)。再将Uc1m=20.06V代入iCM=gcr(VCC-Uc1m)得iCM=6.58A，则Ic0=iCMα0(θ)=6.58×0.269=1.77A，Ic1m=iCMα1(θ)=6.58×0.455=2.99A。所以PVcc=VCCIC0=24×1.77=42.48W，ηc=Po/PVcc=30/42.48=70.6%，Rp=Uc1m/Ic1m=20.06/2.99=6.71Ω。(2)输入信号的频率减小一倍，此时输出回路的谐振频率为输入信号频率的二倍，即电路变为二倍频器，回路取集电极电流的iC二次谐波Ic2m。4因保持其它条件不变，所以Uc2m=Ic2mRp=iCMα2(75o)Rp=6.58×0.285×6.71=11.41V，Po2=2c2mU/2Rp=9.70W。ηc2=Po2/PVcc=9.70/42.48=22.8%。4.4谐振功率放大器的实际电路在前几节中，为了直观起见，我们一直采用图4.2.1所示的原理电路进行讨论。其实，实际电路要比原理电路复杂得多。任何一个完整的谐振功放电路都是由功放管、直流馈电电路和滤波匹配网络组成的。4.4.1直流馈电电路欲使谐振功率放大器工作于丙类状态，需要在功率管的基极提供适当的偏压，集电极提供电源电压。直流电源加到各极上去的线路称作馈电电路，因此基极和集电极都要有直流馈电电路。好的直流馈电电路应使到达电源的交流电流很小，以免造成电源电压波动。一、集电极馈电电路对于丙类谐振功放电路，我们已经知道集电极电流为余弦脉冲电流，它可以分解为直流（IC0）、基波（Ic1m）和各次谐波（Icnm）分量。对于这些频率成分，馈电电路的基本组成原则是：（1）直流电流IC0由VCC经过管外电路供给集电极，应该是除了管子内阻和VCC自身内阻外，没有其它电阻消耗能量。其等效电路如图4.4.1（a）所示。（2）高频基波分量Ic1m应有效地流过负载回路（也称匹配网络），以产生所需的高频输出功率。因此除了回路以外，其余部分对于Ic1m来说都应是短路的，其等效电路如图4.4.1（b）所示。（3）除了倍频器外，要求管外电路对于高频谐波Icnm应尽可能接近短路，其等效电路如图4.4.1（c）所示。要满足以上三个原则，必须借助一些馈电元件来实现，如高频扼流圈、旁路电容或隔直电容等。为此，我们可以画出集电极电路的串联馈电电路和并联馈电电路两种形式，如图4.4.2所示。在图（a）中，由于功率管、直流电源和负载回路三部分串联而成，这种连接方式称为串联馈电电路，简称串馈；而图（b）的连接方式是功率管、直流电源和负载回路三者为并联连接，这种连接方式称为并联馈电电路，简称并馈。5图4.4.2中，L、C组成负载回路。LC为高频扼流圈，它与高频旁路电容CC共同构成直流电源滤波电路，要求在信号频率上LC的感抗很大近似开路，CC容抗很小近似短路，作用是防止交流成分进入直流电源，在电源内阻上形成交流信号电压而引起工作状态的不稳定。C1为耦合电容，防止直流电源被回路电感短路，即起隔直作用。显见，设置LC、CC、C1这些馈电元件的目的就是使交流有交流通路，直流有直流通路，并且交流不流过直流电源。其实，除了满足上述三条原则外，还应尽可能减小接入直流电源及馈电元件后所引起的分布参数的影响。在图4.4.2（a）所示的串馈电路中，馈电元件LC、CC处于高频地电位，分布参数不会影响负载回路的谐振频率；缺点是谐振回路处于直流高电位，使得在回路进行调谐时感应大，不安全以及安装、调整不方便，所以这种电路适合于频率较高的场合。图4.4.2（b）所示的并馈电路的优点是谐振回路处于直流地电位，LC回路元件可以接地，安装、调整方便；缺点是馈电元件LC、CC与谐振回路并联，它们的分布参数将直接影响谐振回路的稳定性，限制了放大器的高端频率，故它一般适用于频率较低的场合。三、基极馈电电路基极馈电电路也有串馈和并馈两种形式，并且提供负偏压的方法有如下两种。1.外加直流电源的基极馈电电路如图4.4.3所示。图中，VBB为基极偏置电压源，CB为高频旁路电容，CB1为耦合电容，LB为高频扼流圈。在实际电路中，工作频率较低或工作带宽较宽的功率放大器一般采用互感耦合，可采用图4.4.3中（a）、（b）所示的馈电形式；对于甚高频段的功率放大器，由于采用电容耦合比较方便，则通常采用图4.4.3（c）所示的馈电形式。6基极偏置电压源VBB可以单独由稳压电源供给，也可以有集电极电源VCC分压供给。2.自偏压式基极馈电电路在实际应用中，单独用稳压电源供电并不方便，并且在功率级输出功率大于1W时，基极偏置常采用以下的方法来产生VBB。（1）利用基极脉冲电流中的直流分量IB0在基极电阻RB上的压降产生自给负偏压VBB，如图4.4.4（a）所示。CB为高频旁路电容，对基波和各次谐波电流具有短路作用，使RB上产生稳定的直流压降。改变RB的大小，可以调节反向偏置电压的大小。（2）利用基极电流的直流分量IB0在晶体管基极体电阻bbr上产生自给负偏压VBB，如图4.4.4（b）所示。由于在基极与发射极之间的高频扼流圈和bbr上直流电阻很小，使发射结仅有很小的直流负偏压，故将此电路近似称为零偏压基极馈电电路。一般只在需要小的VBB（接近乙类工作）时，才采用这种形式。（3）利用发射极电流的直流分量IE0在电阻RE上的压降产生自给负偏压VBB，如图4.4.4（c）所示。这种方式的优点是可以自动维持放大器的工作状态，当激励加大时IE0增大，使负偏压增大；反之使负偏压减小。实质上起到了直流负反馈的作用。CE的作用与图（a）中的CB相同。4.4.2滤波匹配网络一、滤波匹配网络的分类7二、滤波器型网络的性能分析利用阻抗电路的串、并联等效转换和LC回路的选频特性可以组成LC选频匹配网络，在所要求频率处实现等效输入信号与等效负载的阻抗变换。1.串、并联阻抗变换关系的回顾我们可以参考本书第2章并联谐振回路学过的串、并联阻抗变换关系的数学表达式，写出图图4.4.5(a)中Rs与图(b)Rp之间的变换关系：s2p)1(RQR（4.4.1）式中，Q为两个电路的品质因数，其值为（根据Q的定义）psspRXQRX（4.4.2）利用上两式的关系，我们可以推导出以下几种滤波匹配网络的阻抗变换特性。2.滤波器型匹配网络常用的滤波匹配网络的基本形式有L型、T型和π型。其中，L型最基本、最简单，而T型和π型可以视为由L型网络演变而来的。因此，弄清楚L型网络的匹配条件至关重要。1）L型匹配网络倒L型网络是由两个异性电抗元件X1、X2组成，常用的两种网络为图4.4.6和4.4.7中的(a)图。其中，RL是外接负载电阻，Ri是双端口网络在工作频率处的最佳输入电阻（或看作谐振功放所要求的最佳负载电阻）。（1）低阻抗→高阻抗变换网络为便于分析，将图4.4.6(a)中的X2、RL串联形式等效为图(b)的并联形式。若等效的并联回路谐振，则有12XX=0、且iLRR。由式（4.4.1）可知等效后有2LLi(1)RQRR（4.4.3）可见在谐振处增大了RL。并由此得iL1RQR（4.4.4）由式（4.4.2）的ssXQR，可写出2LXQR，进而得2LLiL()XQRRRR（4.4.5）同理，由式（4.4.2）的ppRQX，即Li21RRQXX可得iL1iiLRRXRQRR（4.4.6）8显然，上两式必须满足RiRL的条件，并表明通过某一工作频率处的滤波匹配网络后，可将原来的低阻抗RL变换成高阻抗Ri。（2）高阻抗→低阻抗变换网络如果外接负载电阻RL比较大，而放大器要求的负载电阻Ri较小时，可采用图4.4.7(a)所示的电路形式。仿照上述推导过程，将图4.4.7(a)中的X1、RL并联形式等效为图(b)的串联形式，并在回路谐振时，有21XX=0、且iLRR。由式（4.4.1）可知等效后有LLi21RRRQ（4.4.7）进而得Li1RQR（4.4.8）由式（4.4.2）的ssXQR得i2L1RXRXQ，即2iiLi()XQRRRR（4.4.9）由式（4.4.2）的ppRQX，可推之L1RQX，即Li1LLiRRXRQRR（4.4.10）9显然，此电路一方面可在谐振频率处减小待变换电阻RL的等效值，另一方面上两式也必须满足RiRL的条件。例4.4.1已知某电阻性负载为10Ω，请设计并画出一个匹配网络，使该负载在20MHz时转换为50Ω。解：由题意可知欲使负载增大，应采用从低阻抗向高阻抗的变换电路。如果X1表示容抗，X2表示感抗，则所设计的电路如图4.4.8所示，该实际电路对滤除高频有利（属于低通型）。由（4.4.5）、（4.4.6）两式得：)1050(102X=20Ω，则有μH16.0102022062ωXL；105010501X=25Ω，则有318pF25102021161XωC。故所设计出来的倒L型匹配网络的电感和电容值分别为0.16μH和318pF。2）T型和π型匹配网络由于L型匹配网络阻抗变换前后的电阻相差1+2Q倍，若在实际中要求的变