混频器设计.

1重要性：混频器是微波集成电路接收系统中必不可少的部件。不论是微波通信、雷达、遥控、遥感、还是侦察与电子对抗，以及许多微波测量系统，都必须把微波信号用混频器降到中低频来进行处理。集成电路混频器是主流：主要是因为集成式混频器体积小，性能稳定可靠，设计技术成熟，而且结构灵活多样，可以适合各种特殊应用。采用肖特基势垒二极管做变频元件：虽然二极管混频必不可免有变频损耗，但是它结构简单，便于集成化，工作频带宽，可能达到几个甚至几十个倍频程。它的噪声较低而且工作稳定，动态范围大，不容易出现饱和。电路结构形式：混频器有单管式混频，两管平衡式混频和多管式混频。单管混频只用一支二极管，结构简单，成本低，但噪声高，抑制干扰能力差，在要求不高处可以采用；平衡式混频器借助于平衡电桥可使本机振荡器的噪声抵消，因而噪声性能得到改善，电桥又使信号与本振之间达到良好隔离，因此平衡混频器是最普遍采用的形式；还有多二极管的混频器，比如管堆式双平衡混频器，镜频抑制混频器等是为特殊要求而设计的，可用于多倍频程设备、镜频能量回收或自动抑制镜频干扰等。第九讲混频器设计2微波混频器技术指标与特性分析一、噪声系数和等效噪声温度比噪声系数的基本定义已在第四章低噪声放大器中有过介绍。但是混频器中存在多个频率，是多频率多端口网络。为适应多频多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为式（9-1），其理论基础仍是式（6-1）的原始定义，但此处的表示方式不仅适用于单频线性网络，也可适用于多频响应的外差电路系统，即（9-1）式中Pno——-当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T0=290K时，系统传输到输出端的总噪声资用功率；Pns——仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。根据混频器具体用途不同，噪声系数有两种。nonsPFP3一、噪声系数和等效噪声温度比图9-1混频器热噪声谱1、单边带噪声系数在混频器输出端的中频噪声功率主要包括三部分：（1）信号频率fs端口的信源热噪声是kT0f，它经过混频器变换成中频噪声由中频端口输出。这部分输出噪声功率是mfkT0式中f——中频放大器频带宽度；m——混频器变频损耗；T0——环境温度，T0=293K。（2）由于热噪声是均匀白色频谱，因此在镜频fi附近f内的热噪声与本振频率fp之差为中频，也将变换成中频噪声输出，如图9-1所示。这部分噪声功率也是kT0f／m。（3）混频器内部损耗电阻热噪声以及混频器电流的散弹噪声，还有本机振荡器所携带相位噪声都将变换成输出噪声。这部分噪声可用Pnd表示。这三部分噪声功率在混频器输出端相互叠加构成混频器输出端总噪声功率PnondmmnoPfkTfkTP//004一、噪声系数和等效噪声温度比1、单边带噪声系数ndmmnoPfkTfkTP//00把Pno等效为混频器输出电阻在温度为Tm时产生的热噪声功率，即Pno=kTmf，Tm称混频器等效噪声温度。kTmf和理想电阻热噪声功率之比定义为混频器噪声温度比，即00TTfkTPtmnom按照定义公式（9-1）规定，可得混频器单边带工作时的噪声系数为nsmnsnoSSBPfkTPPF在混频器技术手册中常用FSSB表示单边带噪声系数，其中SSB是SingalSideBand的缩写。Pns是信号边带热噪声（随信号一起进入混频器）传到输出端的噪声功率，它等于kT0f／m。因此可得单边带噪声系数是mmmmSSBtLfkTfkTF05一、噪声系数和等效噪声温度比2、双边带噪声系数在遥感探测、射电天文等领域，接收信号是均匀谱辐射信号，存在于两个边带，这种应用时的噪声系数称为双边带噪声系数。此时上下两个边带都有噪声输入，因此Pns=kT0f／m。按定义可写出双边带噪声系数mmmnoDSBtafTkPF21/'20（9-5）式中DSB是DoubleSideBand的缩写。将公式（9-4）和（9-5）相比较可知，由于镜像噪声的影响，混频器单边带噪声系数比双边带噪声系数大一倍，即高出3dB。为了减小镜像噪声，有些混频器带有镜频回收滤波器或镜像抑制滤波器。因此在使用商品混频器时应注意：（1）给出的噪声系数是单边带噪声还是双边带噪声，在不特别说明时，往往是指单边带噪声系数。（2）镜频回收或镜频抑制混频器不宜用于双边带信号接收，否则将增大3dB噪声。（此类混频器将在第二节镜频抑制混频器中详述）（3）测量混频器噪声系数时，通常采用宽频带热噪声源，此时测得的噪声系数是双边带噪声系数。6一、噪声系数和等效噪声温度比2、双边带噪声系数在商品混频器技术指标中常给出整机噪声系数，这是指包括中频放大器噪声在内的总噪声系数。由于各类用户的中频放大器噪声系数并不相同，因此通常还注明该指标是在中频放大器噪声系数多大时所测得的。混频器和中频放大器的总噪声系数是10ifmmFtF式中Fif——中频放大器噪声系数；m——混频器变频损耗；tm——混频器等效噪声温度比。tm值主要由混频器性能决定，也和电路端接负载有关。tm的范围大约是厘米波段tm=1.1~1.2毫米波段tm=1.2~1.5在厘米波段，由于tm1，所以可粗估整机噪声是ifmFF07二、变频损耗混频器的变频损耗定义是：混频器输入端的微波信号功率与输出端中频功率之比，以分贝为单位时，表示式是dBdBdBdBgrm中频输入信号功率微波输入信号功率lg10（9-8）混频器的变频损耗由三部分组成：包括电路失配损耗，混频二极管芯的结损耗r和非线性电导净变频损耗g。1、失配损耗失配损耗取决于混频器微波输入和中频输出两个端口的匹配程度。如果微波输入端口的电压驻波比为s，中频输出端口的电压驻波比为i，则电路失配损耗是iissdB41lg1041lg1022（9-9）混频器微波输入口驻波比s一般为2以下。的典型值约为0.5~1dB。8二、变频损耗2、混频二极管的管芯结损耗管芯的结损耗主要由电阻Rs和电容Cj引起，参见图9-2。在混频过程中，只有加在非线性结电阻Rj上的信号功率才参与频率变换，而Rs和Cj对Rj的分压和旁路作用将使信号功率被消耗一部分。结损耗可表示为jsjsjsrRRCRRdB221lg10（dB）混频器工作时，Cj和Rj值都随本振激励功率Pp大小而变化。Pp很小时，Rj很大，Cj的分流损耗大；随着Pp加强，Rj减小，Cj的分流减小，但Rs的分压损耗要增长。因此将存在一个最佳激励功率。当调整本振功率，使Rj=l／sCj时，可以获得最低结损耗，即sjsrRCdB21lg10min（dB）可以看出，管芯结损耗随工作频率而增加，也随Rs和Cj而增加。表示二极管损耗的另一个参数是截止频率fc为jscCRf21通常，混频管的截止频率fc要足够高，希望达到scff20~10。比如fc=20fs时，将有rmin=0.4dB。根据实际经验，硅混频二极管的结损耗最低点相应的本振功率大约为1~2mW，砷化镓混频二极管最小结损耗相应的本振功率约为3~5mW。图9-2混频管芯等效电路9二、变频损耗路对各谐波端接情况，以及本振功率强度等影响。当混频管参数及电路结构固定时，净变频损耗将随本振功率增加而降低，如图9-3所示。本振功率过大时，由于混频管电流散弹噪声加大，从而引起混频管噪声系数变坏。对于一般的肖特基势垒二极管，正向电流为l~3mA时，噪声性能较好，变频损耗也不大。图9-3变频损耗、噪声系数对本振功率的关系3、混频器的非线性电导净变频损耗净变频损耗g取决于非线性器件中各谐波能量的分配关系，严格的计算要用计算机按多频多端口网络进行数值分析；但从宏观来看，净变频损耗将受混频二极管非线性特性、混频管电10三、动态范围动态范围是混频器正常工作时的微波输入功率范围。（1）动态范围的下限通常指信号与基噪声电平相比拟时的功率。可用下式表示ififmfFMkTP0min式中m——混频器变频损耗；Fif——中频放大器噪声系数；fif——中放带宽；M——信号识别系数。例如混频器有m=6dB，中放噪声系数为Fif=1dB，中频带宽fif=5MHz，要求信号功率比热噪声电平高10倍，即M=10，此时混频器动态范围下限是dBmWP901003.1105258.143001038.11012623min在不同应用环境中，动态范围下限是不一样的。比如在辐射计中由于采用了调制技术，能接收远低于热噪声电平的弱信号。雷达脉冲信号则要高于热噪声约8dB，而调频系统中接收信号载噪比约需要8~12dB。数字微波通信信号取决于要求的误码率，一般情况下比特信噪比也要在10~15dB以上。11三、动态范围（2）动态范围的上限受输出中频功率饱和所限。通常是指1dB压缩点的微波输入信号功率Pmax，也有的产品给出的是1dB压缩点输出中频功率。二者差值是变频损耗。本振功率增加时，1dB压缩点值也随之增加。平衡混频器由2支混频管组成，原则上1dB压缩点功率比单管混频器时大3dB。对于同样结构的混频器，1dB图9-4混频器动态范围压缩点取决于本振功率大小和二极管特性。一般平衡混频器动态范围的上限为2~10dBm。混频器动态范围曲线如图9-4所示。12四、双频三阶交调与线性度图9-5混频器频谱分布如果有两个频率相近的微波信号s1、s2和本振p一起输入列混频器，这时将有很多组合谐波频率，其中21sspmn称双频交调分量。定义m+n=k为交调失真的阶数，例如k=2（当m=1，n=1）是二阶交调，二阶交调产物有212sspm当k=2+1=3时是三阶交调，其中有两项2132sspm和1232sspm三阶交调分量出现在输出中频附近的地方。当s1和s2相距很近时，m3将落入中频放大器工作额带内，造成很大干扰。这种情况在微波多路通信系统中是一个严重问题，如果各话路副载波之间有交叉调制，将造成串话和干扰。上述频谱关系如图9-5所示。图中if是中频带宽。13四、双频三阶交调与线性度图9-6混频器基波和三阶交调成分随信号功率的变化1、混频器三阶交调系数三阶交调系数Mi的定义为ifiPPdBMm3lg10lg10有用信号功率三阶交调分量功率其值为负分贝数，单位常用dBc，其物理含义是三阶交调功率比有用中频信号功率小的分贝数。三阶交调功率3mP随输入微波信号功率Ps的变化斜率较大，而中频功率Pif随Ps的变化呈正比关系，基本规律是Ps每减小1dB，Mi就改善2dB，如图7、6所示。14四、双频三阶交调与线性度2、三阶交调截止点Mi值与微波输入信号强度有关，是个不固定的值。所以有时采用三阶交调截止点Ma对应的输入功率PM作为衡量交调特性的指标。三阶交调截止点Ma是Pi直线和直线段延长的交点，此值和输入信号强度无关。1dB压缩点P1dB和三阶交调截止值PM都常作为混频器线性度的标志参数。有关三阶交调变化特性的改进可参见第六章，区别仅在于混额器的输出饱和是指中频功率。通常三阶交调截止值比1dB压缩点值高10~15dB，微波低频端约高出15dB，微波高频段高10dB。在混频器应用中，只要知道了三阶交调截止值就能计算出任何输入电平时的三阶交调系数。由于三阶交调截止值处，Mi为0dB，输入信号每减弱1dB，Mi就改善2dB，例如信号功率比PM小15dB时，Mi将为–30dBc。三阶交调特性及饱和点，都和使用时的本振功率及偏压有关。混频管加正偏压时，动态范围上限下降，三阶交调特性变坏，但可节省本振功率或改善变频损耗；加负偏压时，上述情况刚好相反。另外。混领管反向饱和电流越小，接触电位越大时，要求的本振功率大，此时1dB压缩点提高，三阶交调特性也较好。15五、工作频率五、工作频率混频器是多频率器件，除了应指明信号工作频带以外，还应该注明本振频率可