LLC谐振变换器效率优化设计

第33卷第18期中国电机工程学报Vol.33No.18Jun.25,2013482013年6月25日ProceedingsoftheCSEE©2013Chin.Soc.forElec.Eng.文章编号：0258-8013(2013)18-0048-09中图分类号：TM46文献标志码：A学科分类号：470·40LLC谐振变换器效率优化设计胡海兵，王万宝，孙文进，丁顺，邢岩(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室(南京航空航天大学)，江苏省南京市210016)OptimalEfficiencyDesignofLLCResonantConvertersHUHaibing,WANGWanbao,SUNWenjin,DINGShun,XINGYan(JiangsuKeyLaboratoryofNewEnergyGenerationandPowerConversion(NanjingUniversityofAeronautics&Astronautics),Nanjing210016,JiangsuProvince,China)ABSTRACT:TheLLCresonantconvertertopologyiswidelyusedinDC-DCconversionapplicationsduetoitsadvantagesinachievinghighefficiencyandhighpowerdensity.However,duetothecomplexityintheanalysis,theconverterlacksacleardesignguidelineontheselectionofresonanttankparameters.Inthispaper,anoptimizationmethodisdevelopedbasedontheoperationmodeanalysisandpeakgainplacement.Followingthisapproach,theconvertercanminimizetheconductionlosseswhilemaintainingtherequiredgainrange.A400W,400Voutputand25~38VinputLLCconverterisbuiltusingtheproposedmethod,Asacomparison,theconventionalsearchingmethodisusedtoreselecttheLLCparametersforthesamespecifications,andtheexperimentalresultsshowthattheoptimaldesignhasbetterperformanceandpeakefficiencycanreachover98%.KEYWORDS:DC-DCpowerconversion;resonantparameters;converter;efficient;optimaldesign摘要：由于LLC谐振变换器拓扑具有高效率和高功率密度的优势，广泛应用于DC-DC变换器场合。但是由于谐振过程分析的复杂性，关于谐振回路参数的选择，LLC变换器缺少一种明确的设计方法。在基于工作模态以及谐振腔电流分析的基础上，提出峰值增益配置的优化设计法。通过该方法，变换器可以在要求增益的范围内将导通损耗最小化。搭建一台400W、400V输出，25~38V输入的LLC变换器。为验证本文优化设计方法的正确性，在减少谐振电容的同时采用搜寻的方法依据优化原则重新选择LLC的其他参数，实验结果表明，提出的优化设计法具有更好的性能，样机最高效率超过98%。关键词：DC-DC功率变换；谐振参数；变换器；效率；优化设计基金项目：国家自然基金项目(51177070，51077071)。ProjectSupportedbytheNationalNaturalScienceFoundationofChina(51177070,51077071).0引言为了追求更高的功率密度和更小变换体积，变换器的开关频率变得越来越高。然而，随着开关频率的提高，开关损耗已经成为高功率密度变换器发展的瓶颈之一。为此，国内外学者提出了许多新变换器拓扑和关键控制技术来解决这个实际问题。其中，适合宽电压或宽负载范围的LLC谐振DC-DC变换器具有自然软开关特性，能同时实现高功率密度和高变换效率，倍受工业界和学术界的重视[1-4]。全桥LLC谐振变换器如图1所示。谐振腔由Lr、Lm和Cr组成，激磁电感Lm是否参与谐振由电路工作模态决定。谐振腔的工作模态不仅取决于变换器的工作时刻点，而且还取决于变换器工作频率和负载情况。因此，LLC变换器的谐振特性较难精确分析。目前通常采用基波近似方法(fundamentalharmonicapproximation，FHA)来设计谐振变换器[5]。它把谐振腔电压和电流近似等效纯正弦量，然后通过等效交流回路来获取电压增益的数学表达式，但是实际设计时很难满足精确度的要求，特别在宽范围电压输入、工作频率变换范围很宽情况下。为了提高FHA方法的精确性，一些学者采用三次谐波ioUoirimUinQ1Q4Q2Q3CrLrLm:1nD1D2D3D4图1全桥LLC谐振变换器Fig.1Full-bridgeLLCresonantconverterDOI:10.13334/j.0258-8013.pcsee.2013.18.010第18期胡海兵等：LLC谐振变换器效率优化设计49逼近法、描述函数等方法[6-7]，但这些本质都是通过近似处理方法得到一些相对简单的解析解。其他设计方法如相平面法或时域分析法是建立在有精确电路特性描述的变换器模型基础上，但它们大多难以直观解释，并且难以实际应用[8-16]。由于缺乏有效和精确的分析和设计工具，要获得更好的设计参数和变换效率，往往需要通过电路仿真试凑的方法，同时在这种设计中关键谐振LC参数也需要限定一个范围和边界，因此难以实现谐振参数的优化设计。文献[11]提出LLC变换器的优化方法，但该方法是基于FHA模型的基础上，因此只能获得次优的设计。针对这种现状，本文提出一种基于电压增益的谐振参数优化设计方法，在满足变换器电压增益的前提下，使得变换器导通损耗最小。为获得较为精确的最大负载电压增益随频率变化的关系曲线，本文首先对变换器运行模态进行精确建模和求解，并以此获得电压增益的数学解析式，然后通过配置最大负载电压增益曲线来优化变换器的谐振参数设计。搭建一台400WLLC变换器样机对传统设计方法和本文提出的谐振参数优化方法进行实验比较验证。实验结果表明，本文提出的优化设计参数具有更好的变换效率，最高效率超过98%，从而验证了所提出优化设计法的有效性。1LLC变换器工作模态和数学求解图2为LLC谐振变换器的等效电路模型，该变换器的基本工作模态有3种：1）当激磁电感Lm的电压为箝位在输出电压nUo时，此时原边向副边输送能量，定义为P模态；2）当激磁电感Lm的电压幅值小于nUo时，此时原边不向副边传送能量，呈断开状态，定义为O模态；3）当激磁电感Lm的电压箝位于nUo时，通过整流二极管，此时原边仍然向副边传送能量，定义为N模态。虽然变换器在某一时刻只能工作在3种模态中的一种，但是在一个开关周期内，变换器可由一种模态切换到另一CrLrLm整流器UinoUnL2RnirilimucuLruLm图.2LLC变换器等效电路Fig.2LLCconverterequivalentcircuit模态。通过分析，变换器在ZVS区域主要有8种运行模态：P，O，PO，PON，PN，NP，NOP和OPO。其中P模态最为简单。当LLC变换器的开关频率工作在谐振频率(srrr1/(2)ffLC)时，该模态为P模态，变换器只有一种谐振方式，其中变压器激磁电感Lm始终被输出电压钳位，因而只有Lr和Cr参与谐振。半周期内设该模式为P，此时Q1、Q3开通，Q2、Q4关断，谐振电感电流ir和谐振电容电压uC是标准正弦波；激磁电流im线性上升，一个周期内激磁电流的波形是三角波，如图3(a)所示。半周期内P模式下，归一化的ir、im、uC(电压量归一化于nUo，n为变压器的匝比；电流量归一化于nUo/Zr，rrr/ZLC为谐振回路的特征阻抗)可以/fn(a)P模式(fn1)u/V,i/A1.50.00.50.51.50.51.52.01.0PumirimuC/fn(b)PO模式(fn0.7)u/V,i/A20.01120.51.52.01.0PumirimuCO0/fn(c)PON模式(fn0.6)u/V,i/A2.50.01.50.52.50.51.52.01.0PumirimuCON0.51.5图3一个开关周期内，LLC的工作波形(m5，pon0.6)Fig.3OperationwaveformsoftheLLCinoneswitchingcyclewithm5,pon0.650中国电机工程学报第33卷表示为rPrPP0mPmPCPrPP0()sin()()11()cos()1nnnnnniIiImuIM(1)式中：2frt；m(LmLr)/Lr；MnUo/Uin；IrPn为P模式下Lr正弦电流的归一化值；P0为irPn的初始相位；ImPn为P模式开始时Lm的初始电流；相关量的下标P表示这些量是指定用在P模式下的。由对称性可知，半个周期内ir、im、uC的初始值和结束值大小相等、方向相反，即rPrPmPmPCPCP(0)()(0)()(0)()nnnnnniiiiuu(2)通过方程求解可以得出归一化的电压增益始终等于1(MUo/Uin1)，ir和im为2rPon212(1)nIpm(3)mP2(1)nIm(4)式中ponPoZr/(nUo)2为归一化的输出负载功率。由于该单位增益和负载无关，LLC谐振变换器经常被设计谐振工作点，以减少变换器工作频率的变化范围[6,11,17]。当开关频率降到谐振频率fr以下时，第2种谐振模式(设为O)在半周期内接着P出现，LLC进入PO工作模式(如图3(b)所示)。在P模式结束时，由于ir和im相等且|um|nUo，所有整流二极管不导通，LLC进入O工作模式。在O模式下，Lm、Lr和Cr一起谐振；变换器的输出从谐振回路断开，所以ir、im相等且为正弦波。由于O模态方程存在非线性，导致ir、im、uC没有统一的解析解。但是借助数值求解软件，这些谐振量和增益可以在给定电感比m、开关频率以及负载条件下求得。分析可知，整个PO模式电路都工作在ZVS区域，该模式下的电压增益是随着开关频率的减小而单调递增的。此外，在O模式下，由于输出电流为零，副边二极管可以实现ZCS，因此当开关管开关时没有反向恢复损耗。所以PO模式通常被认为是较好的工作模式。如果负载加重或者开关频率继续降低，LLC将有可能继O模态之后工作N模态。在这种工作状态下，当O模式结束时，um降为nUo，二极管D2和D3开通，Lm被钳位在nUo。如图3(c)所示，N模式下，谐振回路电流ir按正弦波变化，并且其值小于线性减小的im。在ir和im再次相交之前，Q1、Q3已关断。在开关管关断的瞬间，由于输出电流不为零，副边二极管有反向恢复损耗。此外电压增益与开关频率的变化关系不再单调，此模式下增益曲线可能到达峰值。所以LLC谐振变换器可工作在该模态，但是开关频率必须高于峰值增益点，否则变换器将会出现闭环不稳定现象。此峰值增益点是ZVS/ZCS的边界，在该边界上，谐振电流ir在开关管开关瞬间达到零。用这种零电流条件给峰值增益建立方程，进而可以求解相应