BUCK电路手册笔记

1.1BUCK电路的简介串接晶体管的高功耗耗和笨重的工频变压器使得线性调整器在现代电于应用中失去了重要地位。而且高功耗的串接元件需要的大散热片和大体积储能电容增大了线性调整器的体积。随着电子技术的发展，电路的集成化使得电路系统的体积更小。一般的线性调整器输出负载的功率密度仅为0.2~0.3W/in3，不能满足电路系统小型化的要求。而且线性电源不能提供数字存储系统所需要的足够长的保持时间。取代线性调整器的开关型调整器早在20世纪60年代就开始应用。一般的，这些新的开关电源使用开关晶体管将输入直流电压斩波成方波。方波由占空比调节，并通过输出滤波，得到直流稳压电源。滤波器一般由电感和输出滤波电容组成。通过调节占空比，可以控制经过电容滤波输出电压的平均值。而输出电压的平均值等于方波的有效值。其基本拓扑如图1.1.采用的是恒频的工作方式，这种模式下的工作方式，功率开关管的通断频率f不变，即周期T不变，通过调节占空比（TTON/）来调节输出电压。注：TON/T一般称为占空比，即一个周期内的导通时间ONT占周期T的百分比。在某些书中也可以采用)/(OFFONONTTT来表示。OFFT为功率开关管的关断时间，OFFONTTT。1.2BUCK电路的基本工作方式1.2.1BUCK电路的基本框图，如图1.1QDLInductorGNDCPWM驱动VdcVIDOIQILIOVD图1.11.2.2BUCK电路的基本工作方式如图1.1，MOS管Q和直流输入电压Vdc串联,通过Q的硬开通和硬关断，在VD处形成方波电压。采用恒频控制方式，占空比可调,Q导通时间为TON。Q导通时，VD点电压也应为直流输入电压Vdc设Q导通，压降为0），电流流经串接电感L，流出输出端。等效模型如图1.2。VdcLInductorILCVOIOICGND图1.2Q关断时，电感L产生反电动势，使得VD点电压，迅速下降到0，便变为负值直至二极管D（因其续流作用而被称为“续流二极管”）被导通，并钳位于-0.8V。等效模型如图1.3。DLInductorGNDCVIDOILIOVDVdcIC图1.3如此重复的工作······1.2.3BUCK电路的波形分析，如图1.3图1.4（ａ）为MOSFET的PWM驱动波形PWM，占空比可调。当Q导通时，VD点电压也应为直流输入电压Vdc（设Q导通，压降为0），当Q关断时，电感L产生反电动势，使得VD点电压，迅速下降到0，便变为负值直至二极管D被导通，并钳位于-0.8V。此时假设二极管的导通压降为0V，则VD的波形如图（b）所示。当Q导通时，VD点电压直流输入电压Vdc，由于VO电压低于Vdc，电感L承受的电压为（Vdc-VO），因为Vdc,VO电压均为恒定值，所以电感两端的电压保持恒定，因此流经电感的电流线性上升其斜率为t/ILVo/)(Vdc,L为电感量，此时电感内部的电流变化如图1.4（e）所示的上升斜坡，而MOSFET内部的电流如图1.4（c）所示。当Q关断时，VD点电压，迅速下降到0V（假设二极管的导通压降为0V），而电感的电流不能突变，电感产生反电动势以维持原来建立的电流，若未接续流二极管D，则VD点电压会变得很负以保持电感上的电流方向不变，但是此时续流二极管导通，使得电感前端的电压比地电位低于一个二极管的导通压降。此时电感上的极性反相，使得流经续流二极管D和电感L的电流线性下降，直到MOSFET关断结束时，回到电流初始值Ia。因为VD点电压被钳位于1V（二极管的导通压降近似为1V），VO电压均为恒定值不变，所以电感L承受的电压为（VO+1）V，续流二极管D和电感L的电流下降斜率为Lt/1Vo/I）（LVo/)1(，续流二极管的电流变化如图1.4（d）,电感的电流如图1.4（e）。根据基尔霍夫电流电流定律KCL可知:电感的电流等于MOSFET的电流，续流二极管D的电流之和，即IL=IQ+ID。根据图1.4（c）、（d）、（e）便可以看出。注：电感的电流不能突变以直流电压为例：开关闭合的瞬间，电感电流的变化趋势是增加，此时电流变化率最大（从无到有），电感自感电势最强，并且阻碍电流增加，所以电流就无法突然增加，即电流不会突变；随着通电时间的增加，通过电感的电流转化成磁能存储起来，储能饱和后，自感电势下降为零，电流达到最大值：Im=U/Lr，Lr：线圈直流电阻。但是通常我们认为的“电感的电流不能突变”是指通过线圈的电流。VDTONTPWMVdcIQIMOS管的电流变化IDI续流二极管的电流变化ILIO电感的电流变化（a）（b）（c）（d）（e）Ia图1.４BUCK电路的三种工作模式:连续工作模式，临界工作模式和不连续工作模式。BUCK电路的工作模式取决于BUCK电路中电感的工作模式，体现为电感IL电流的变化。如图（a）、（b）、（c）。图（a）连续工作模式图（b）临界工作模式图（c）不连续工作模式图（a）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通时，电感电流并未下降为0V，为连续工作模式;图（b）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通时，电感电流恰好下降为0V，为临界工作模式;图（c）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通之前，电感电流已经下降为0V，为不连续工作模式。1.3BUCK电路的测试与实物设计：1.3.1BUCK电路的仿真测试（使用软件PSIM）BUCK电路（连续工作模式）的仿真测试1、BUCK电路（连续工作模式）仿真原理图如图1.5图1.5注：MOSFET和续流二极管都视为理想状态，MOSFET和续流二极管的正向导通压降均为０Ｖ注：PWM波的产生方式：波形转换图如图1.7：TONTPWM（b）（a）图1.7波形转换原理如下：电压比较器的同相输入端(“+”端)为一个基准电压，反相输入端为一个周期为T的锯齿波，当同相输入端电压锯齿波的电压，输出端为高电平，电压幅值取决于电压比较器的供电电压，如图1.7的TON；当同相输入端电压锯齿波的电压，输出端为低电平。如此往复便会产生方波信号，通过反馈环节不断更改基准电压，便会产生占空比可调的方波，即PWM波。注：PWM波是占空比可调的方波。占空比是指高电平占一个方波周期的比例。2、BUCK（连续工作模式）仿真电路波形如图1.6（Ia不为0）图1.6BUCK电路（临界工作模式）的仿真测试1、BUCK电路（临界工作模式）原理图如图1.7图1.72、BUCK电路（临界工作模式）波形如图1.8图1.8BUCK电路（不连续工作模式）的仿真测试1、BUCK电路（不连续工作模式）仿真原理图如图1.9图1.92、BUCK电路（不连续工作模式）波形如图1.10图1.101.3.2BUCK电路的实物设计设计要点：1、MOSFET的选取；2、续流二极管的选取；3、输出电容的选取；4、变压器电感的计算；5、PWM波的发生和电流放大电路；6、反馈闭环的设计。1、MOSFET的选取；主要参数:(1)最大漏极源极电压（Drain-SourceVoltage）(2)连续漏极电流（ContinuousDrainCurrent）(3)导通内阻)(ONDSR（StaticDrain-SourceOn-StateResistance）尽可能小，减少损耗。(1)最大漏极源极电压由BUCK电路的直流输入电压Vdc决定的；(2)连续漏极电流由MOSFET的工作峰值电流决定由图1.4可知，BUCK电路工作于连续工作模式下，其负载电流ION必须大于等于IQ峰峰值的一半，因此，由图1.4（c）QI可知其峰值电流等于I21ION;而ONTII*t;而TVdcVoTON*又因为LVoVdc）（tI,L为电感量；综上，MOSFET的工作峰值电流为TVdcVoLVoVdcI**)(*21I21IONON;(3)导通内阻)(ONDSR是取决于选取的MOSFET本身，与BUCK电路无关，可以通过查找芯片手册datasheet中的)(ONDSR。2、续流二极管的选取主要参数:（1）反向重复峰值电压Vrrm（Repetitivepeakreversevoltage）；（2）最大整流电流（平均值）OI（Maximumaverageforwardrectifiedcurrent）（3）反向恢复时间Trr（ReverseRecoveryTime）（1）反向重复峰值电压Vrrm由BUCK电路的直流输入电压Vdc决定的；（2）最大整流电流（平均值）OI由续流二极管的工作峰值电流决定，由图1.4（c）（d）可知，续流二极管的峰值电流和MOSFET的工作峰值电流一致，计算方法一致，为TVdcVoLVoVdcI**)(*21I21IONON；（3）反向恢复时间Trr由续流二极管的工作频率f决定；3、输出电容的选取；主要参数:（1）耐压值；（2）容值。（1）耐压值由BUCK电路的o)VVdc（决定的；（2）容值根据设计要求的纹波电压Vrr来确定（纹波电压的概念请看附录）；BUCK电路实物设计中的输出电容，并非理想电容。它可以等效为一个寄生电阻OR,一个电感OL和一个理想电容OC串联而成的。如图1.11。OR称为等效串联电阻（ESR），OL称为等效串联电感（ESL），因此输出电压的纹波由理想电容OC，等效串联电阻OR（ESR），等效串联电感（ESL）OL三者一起决定的。QDLInductorGNDPWM驱动VdcVIDOIQILIOLoCoRo图1.11。但是对于低频纹波电流，等效串联电感（ESL）OL可以忽略不计，输出电压的纹波主要由理想电容OC和等效串联电阻OR（ESR）来决定。对于频率低于500KHz的而纹波电流，等效串联电感（ESL）OL都可以忽略不计，为估算纹波分量并选择电容，必须考虑到等效串联电阻OR，可是一般的生产厂家都不会提供这方面数据，但是根据很多厂家的产品目录可以认定，对很大范围内常用的电解电容，其OR*OC值近似为一常数值，约为F*50106。因此要计算输出电容OC，就要根据BUCK电路要求纹波电压Vrr计算出等效串联电阻OR。IVrrRO,I的算法与前面相似。然后根据FRCOO610*50，就可以计算出输出电容的容值。（4）波的发生和电流放大电路以及反馈闭环的电路，比较繁多，可以通过硬件和软件来实现，就不再详述。下面例题仅提供一种纯硬件方法，以供参考。设计：输入电压Vdc=12V,设定输入频率f=25KHz,输出电压VO=5V，额定负载电流ION=5A，工作于连续工作模式下，且要求负载为10%额定负载时，纹波电压小于50mV。1、变压器电感L的计算：IonVdcTVoVo***Vdc5L）（（连续模式下）因为,10*415sfT所以代入上式得L=117uH,2、MOSFET，续流二极管的选取由图1.4（c）可知MOSFET导通时，其电流受电感影响，线性增加，斜率为LVoVdc)(tI，则AVdcVoLVoVdcTTonLVoVdcI997.0*)(*)(而又因为BUCK电路工作于连续模式下，负载电流ION=5A必须大于等于IQ峰峰值的一半，因此ＭＯＳＦＥＴ内部电流最大为AIIon50.521，正向电压为VVdc12。因此选择MOSFET管75NF75，MOSFET管75NF75参数：最大漏极源极电压为75V12V，连续漏极电流为80A5.50A,而且75NF75MOSFET的内阻mRonDS5.9)(，因此功耗非常小。续流二管的续流电流峰值和QI的峰值一样，为AIIon50.521，而续流二极管的反向电压为VVdc12，频率为25KHz,因此选取MBR20100肖特基二极管。MBR20100肖特基二极管参数:最大整流电流（平均值）OI为20A5.50A，反向重复峰值电压Vrrm为100V，而肖特基二极管Trr＜10ns，（开关频率为25KHz）,远远满足了要求。3、输出电容的选取；耐压值大于o)VVdc（=12V-5V=7V即