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EMI/EMC设计讲座(二上)PCB上电的来源在PCB中,会产生EMI的原因很多,例如:射频电流、共模准位、接地回路、阻抗不匹配、磁通量……等。为了掌握EMI,我们需要逐步理解这些原因和它们的影响。虽然,我们可以直接从电磁理论中,学到造成EMI现象的数学根据,但是,这是一条很辛苦、很漫长的道路。对一般工程师而言,简单而清楚的描述更是重要。本文将探讨,在PCB上「电的来源」、Maxwell方程式的应用、磁通量最小化的概念。电的来源与磁的来源相反,电的来源是以时变的电双极(electricdipole)来建立模型。这表示有两个分开的、极性相反的、时变的点电荷(pointcharges)互为相邻。双极的两端包含着电荷的变化。此电荷的变化,是因为电流在双极的全部长度内,不断地流动而造成的。利用振荡器输出讯号去驱动一个没有终端的(unterminated)天线,此种电路是可以用来代表电的来源。但是,此电路无法套用低频的电路原理来做解释。不考虑此电路中的讯号之有限传播速度(这是依据非磁性材料的介电常数而定),反正射频电流会在此电路产生。这是因为传播速度是有限的,不是无限的。此假设是:导线在所有点上,都包含相同的电压,并且此电路在任何一点上,瞬间都是均衡的。这种电的来源所产生的电磁场,是四个变数的函数:1.回路中的电流振幅:电磁场和在双极中流动的电流量成正比。2.双极的极性和测量装置的关系:与磁来源一样,双极的极性必须和测量装置的天线之极性相同。3.双极的大小:电磁场和电流元件的长度成正比,不过,其走线长度必须只有波长的部分大。双极越大,在天线端所测量到的频率就越低。对特定的大小而言,此天线会在特定的频率下共振。4.距离:电场和磁场彼此相关。两者的强度和距离成正比。在远场(farfield),其行为和回路源(磁的来源)类似,会出现一个电磁平面波。当靠近「点源(pointsource)」时,电场和磁场与距离的相依性增加。近场(nearfield)(磁和电的成分)和远场的关系,如附图一所示。所有的波都是磁场和电场成分的组合。这种组合称作「Poynting向量」。实际上,是没有一个单独的电波或磁波存在的。我们之所以能够测量到平面波,是因为对一个小天线而言,在距离来源端数个波长的地方,其波前(wavefront)看起来像平面一样。这种外貌是由天线所观测到的物理「轮廓」;这就好像从河边向河中打水漂一样,我们所看到的水波是一波波的涟漪。场传播是从场的点源,以光速的速度向外辐射出去;其中,。电场成分的测量单位是V/m,磁场成分的测量单位是A/m。电场(E)和磁场(H)的比率是自由空间(freespace)的阻抗。这里必须强调的是,在平面波中,波阻抗Z0,或称作自由空间的特性阻抗,是和距离无关,也和点源的特性无关。对一个在自由空间中的平面波而言:波前所承载的能量单位是watts/m2。就Maxwell方程式的大多数应用而言,杂讯耦合方法可以代表等效元件的模型。例如:在两个导体之间的一个时变电场,可以代表一个电容。在相同的两导体之间,一个时变磁场可以代表互感(mutualinductance)。附图二表示这两种杂讯耦合机制。图一:波阻抗和距离的关系平面波的形状若要使此杂讯耦合方法正确,电路的实际大小必须比讯号的波长小。若此模型不是真正正确时,仍然可以使用集总元件(lumpedcomponent)来说明EMC,原因如下:1.Maxwell方程式不能直接应用在大多数的真实情况中,这是因为复杂的边界条件所造成的。如果我们对集总模型的近似正确度没有信心,则此模型是不正确的。不过,大多数的集总元件(或称作离散元件)是可靠的。2.数值模型不会显示杂讯是如何根据系统参数产生的。纵使有一个模型可能是答案,但与系统相关的参数是不会被预知、辨识,和显现的。在所有可用的模型当中,集总元件所建立的模型算是最好的。为什么这个理论和对Maxwell方程式的讨论,对PCB设计和布线(layout)很重要?答案很简单。我们必须先知道电磁场是如何产生的,之后我们就能够降低在PCB中,由射频产生的电磁场。这与降低电路中的射频电流有关。此射频电流直接和讯号分布网路、旁路和耦合相关。射频电流最后会形成时脉的谐波和其它数位讯号。讯号分布网路必须尽量的小,如此才能将射频回传电流的回路区域尽量缩小。旁路和耦合与最大电流相关,而且必须透过电源分散网路来产生大电流;而电源分散网路,在定义上,它的射频回传电流之回路区域是很大的。图二:杂讯耦合方法(三)传导式EMI的测量技术(上)「传导式(conducted)EMI」是指部分的电磁(射频)能量透过外部缆线(cable)、电源线、I/O互连介面,形成「传导波(propagationwave)」被传送出去。本文将说明射频能量经由电源线传送时,所产生的「传导式杂讯」对PCB的影响,以及如何测量「传导式EMI」和FCC、CISPR的EMI限制规定。差模和共模杂讯「传导式EMI」可以分成两类:差模(Differentialmode;DM)和共模(Commonmode;CM)。差模也称作「对称模式(symmetricmode)」或「正常模式(normalmode)」;而共模也称作「不对称模式(asymmetricmode)」或「接地泄漏模式(groundleakagemode)」。由EMI产生的杂讯也分成两类:差模杂讯和共模杂讯。简言之,差模杂讯是当两条电源供应线路的电流方向互为相反时发生的,如图1(a)所示。而共模杂讯是当所有的电源供应线路的电流方向相同时发生的,如图1(b)所示。一般而言,差模讯号通常是我们所要的,因为它能承载有用的资料或讯号;而共模讯号(杂讯)是我们不要的副作用或是差模电路的「副产品」,它正是EMC的最大难题。从图一中,可以清楚发现,共模杂讯的发生大多数是因为「杂散电容(straycapacitor)」的不当接地所造成的。这也是为何共模也称作「接地泄漏模式」的原因。在图二中,L是「有作用(Live)」或「相位(Phase)」的意思,N是「中性(Neutral)」的意思,E是「安全接地或接地线(Earthwire)」的意思;EUT是「测试中的设备(EquipmentUnderTest)」之意思。在E下方,有一个接地符号,它是采用「国际电工委员会(InternationalElectrotechnicalCommission;IEC)」所定义的「有保护的接地(ProtectiveEarth)」之符号(在接地线的四周有一个圆形),而且有时会以「PE」来注明。DM杂讯源是透过L和N对偶线,来推挽(pushandpull)电流Idm。因为有DM杂讯源的存在,所以没有电流通过接地线路。杂讯的电流方向是根据交流电的周期而变化的。电源供应电路所提供的基本的交流工作电流,在本质上也是差模的。因为它流进L或N线路,并透过L或N线路离开。不过,在图二中的差模电流并没有包含这个电流。这是因为工作电流虽然是差模的,但它不是杂讯。另一方面,对一个电流源(讯号源)而言,若它的基本频率是电源频率(linefrequency)的两倍----100或120Hz,它实质上仍是属于「直流的」,而且不是杂讯;即使它的谐波频率,超过了标准的传导式EMI之限制范围(150kHzto30MHz)。然而,必须注意的是,工作电流仍然保留有直流偏压的能量,此偏压是提供给滤波抗流线圈(filterchoke)使用,因此这会严重影响EMI滤波器的效能。这时,当使用外部的电流探针来量测数据时,很可能因此造成测量误差。图一:差模和共模杂讯图二:差模和共模杂讯电路CM杂讯源有接地,而且L和N线路具有相同的阻抗Z。因此,它驱动相同大小的电路通过L和N线路。不过,这是假设两者的阻抗大小相等。可以清楚地观察出,假使双方的阻抗不均衡(unbalanced),「不对称的」共模电流将分布在L和N线路上。这似乎是「用词不当」或与原定义不符,因为CM本来又称作「不对称模式」。为了避免混淆,此时的模式应该称作「非对称(nonsymmetric)模式」,好和「不对称模式」做区分。在大多数的电源供应电路中,在这个模式下所发出的EMI是最多的。利用不等值的负载或线路阻抗,就能够有效地将CM电流转换成一部分是CM电流,另一部分是DM电流。例如:一个DC-DC转换器(converter)供应电源给一个次系统,此次系统具有不等值(不均衡)的阻抗。而且在DC-DC转换器的输出端存在着尚未被察觉的共模杂讯,它变成一个非常真实的(差动)输入电压涟波,并施加给次系统。没有次系统内建的「共模拒斥率(commonmoderejectionratio;CMRR)」可以参考,因为此杂讯不完全是共模的。到最后,此次系统可能会发生错误。所以,在产生共模电流时,就要马上降低它的大小,这是非常重要的,是第一要务。使阻抗均衡则是第二要务。此外,由于共模和差模的特性,共模电流的频率会比差模的频率大。因此,共模电流会产生很大的射频辐射。而且,会和邻近的元件和电路发生电感性与电容性的耦合。通常,一个5uA的共模电流在一个1m长的导线中,所产生的射频辐射量会超过FCC所规范的B类限定值。FCC的A类规范限制共模电流最多只能有15uA。此外,最短的交流电源线,依照标准规定是1m,所以电源线的长度不能比1m短。在一个真实的电源供应电路里,差模杂讯是被一个「摆动电流(swingingcurrent)」,或「脉冲电流(pulsatingcurrent)」启动的。但是,DM杂讯源很像是一个电压源。另一方面,共模杂讯是被一个「摆动电压(swingingvoltage)」启动的。但CM杂讯源的行为却比较像是一个电流源,这使得共模杂讯更难被消除。它和所有的电流源一样,需要有一个流动路径存在。因为它的路径包含底盘(chassis),所以外壳可能会变成一个大型的高频天线。返回路径对杂讯电流而言,真正的返回路径(returnpath)是什么呢?实体的电气路径之间的距离,最好是越大越好。因为如果没有EMI滤波器存在的话,部分的杂讯电流将会透过散布于各地的各种寄生性电容返回。其余部分将透过无线的方式返回,这就是辐射;由此产生的电磁场会影响相邻的导体,在这些导体内产生极小的电流。最后,这些极小的返回电流在电源供应输入端的总和会一直维持零值,因此不会违反「Kirchhoff定律」—在一封闭电路中,过一节点的电流量之代数和为零。利用简单的数学公式,就可以将于L和N线路上所测得的电流,区分为CM电流和DM电流。但是为了避免发生代数计算的错误,必须先对电流的「正方向」做一定义。可以假设若电流由右至左流动,就是正方向,反之则为负方向。此外,必须记住的是:一个电流I若在任一线路中往一个方向流动时,这是等同于I往另一个方向流动的(Kirchhoff定律)。例如:假设在一条线路(L或N)上,测得一个由右至左流动的电流2μA。并在另一条线路上,测得一个由左至右流动的电流5μA。CM电流和DM电流是多少呢?就CM电路而言,假设它的E连接到一个大型的金属接地平面,因此无法测量出流过E的电流值(如果可以测得,那将是简单的Icm)。这和一般离线的(off-line)电源供应器具有3条(有接地线)或2条(没有接地线)电线不同,不过,在后续的例子中,我们将会发现对那些接地不明的设备而言,其实它们具有一些泄漏(返回)路径。以图一为例,假设第一次测量的线路是L(若选择N为首次测量的线路,底下所计算出来的结果也是一样的)。由此可以导出:IL=Icm/2+Idm=2μAIN=Icm/2-Idm=-5μA求解上面的联立方程式,可以得出:Icm=-3μAIdm=3.5μA这表示有一个3μA的电流,流过E(这是共模的定义)。而且,有一个3.5μA的电流在L和N线路中来回流动。再举一个例子:假设测得一个2μA的电流在一条线路中由右至左流动,而且在另一条线路中没有电流存在,此时,CM电流和DM电流为多少?IL=Icm/2+Idm=2μAIN=Icm/2-Idm=0μA对上面的联立方程式求解,可得出:Icm=2μAIdm=1μA这是「
本文标题:EMIEMC设计讲座
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