电力电子技术-7.2三相SPWM逆变

7-3-14）双极性PWM控制方式（三相桥逆变）图7-7三相桥式PWM型逆变电路三相的PWM控制公用三角波载波uc三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°7-3-2控制极信号的时序分布载波信号为对称三角波纯电阻负载各相上下桥臂控制信号相位互补，上下臂轮流导通。各相对电源中点电压任一时刻主电路有3器件导通，其它器件关断。纯电阻负载各D不导通。，下管导通上管导通2,2'ddXOUUusin(30)orarmuUtsin(150)orbrmuUtsin(270)orcrmuUt三相SPWM逆变电路UU22dd++--CdT1T3T5T4T6T2D1D3D5D4D6D2UVWZUZZVWidii1i3i5462UVWiiiiiiOPNO'7-3-3输出电压[N=3]幅值由开关角决定，开关角由调制比m决定。采用平均值模型输出相电压波形共有5个电平：1ntsinnBunUV1234(coscoscos)n1,3,5,dnUBnnnn11234(coscoscos)sintdUVUu11,10.5XOmdmNUmU基波相电压11,10.354XOdmNUmU有效值11,10.866XYmdmNUmU线3/2,3/,0ddUU0tucuguttg1uug3g5t641364314146363636311445252552522uU00tUd/32Ud/3uU01uUV0UduUV1t阻性uV01t7-3-40tucuguttg1uug3g5t641364314146363636311445252552522uU00tUd/32Ud/3uU01uUV0UduUV1t阻性uV01tVgWgUU22dd++--CdT1T3T5T4T6T2D1D3D5D4D6D2UVWZUZZVWidii1i3i5462UVWiiiiiiOPNO'阻性负载上3管全关断，U相对中点输出电压为05号开，经46管两路并联返回，输出为－1/3Ud。1、5管开，并联，经6回，输出＋1/3Ud上3管开，下3全关，输出01，5开，并联，经6回，输出＋1/3Ud1开，单独经6、2并联返回，输出2/3Ud类推，相电压由5种电平组成线电压为两相电压的差，由3种电平组成UgUc,Ug10UgUc,Ug10VgUc,Ug30UgUc,Ug30WgUc,Ug50UgUc,Ug507-3-5输出电压比方波逆变多2状态：上3管载流、下3管载流，将三相负载短路。此时直流电源和逆变器/负载间无电流，相电压为0。三相电路线电压谐波分布：相电压谐波分布与单相双极性SPWM相似，但无N整数倍次N次谐波含量在m较小时较高选N为3的整数倍，则线电压谐波主要分布在直流电压利用率kb3(2n-1)1kb1,6n1hkNb奇，偶，00.20.40.60.81.01.21.4mCn/0.7845CNCNC5C700.20.40.60.81.01.2三相SPWM的输出线电压谐波分布C2N+-1+-2基波N1+-42,4,21,25NNNNmUUAdmAv5.0017-3-6感性负载0tucuguttg1uug3g5t65uW010tuU010t感性uV01iW1iU1iV1i4611324411111144444411111146666663333336666663335555222222555555222222D2322354451662113224334465Id11.N_D2,6_O_T4_N2.P_T5_O_T4,6_N3.P_T5_O_T6_N,D1_P4.P_T5_O_D1,3_P,三上臂导通，三相暂时短路5.P_T5_O,电流过0,P_T1_O_T6_NUU22dd++--CdT1T3T5T4T6T2D1D3D5D4D6D2UVWZUZZVWidii1i3i5462UVWiiiiiiOPNO'1.三上135管关断，三下管462正驱动。V,W相电流为正，U相电流为负。续流电流从N分D2、6经V、W负载到中线从U负载经T4回N形成回路2.上13下2管关断，下管46上5管正驱动。V,W相电流为正，U相电流为负。续流电流从N经D6经V负载到中线从U负载经T4回N形成回路，直到V电流下降到0；W相T5导通，从电源获得能量，电流经T5、W相负载流向中线，经U相负载从T4回N。V电流过0后，此电流的一部分经V负载、T6回N。3.上3下24管关断，下管6上15管正驱动。W相电流为正，UV相电流为负。W相电流继续经T5、W相负载流向中线，一路经V相负载从T6回N，一路作为U相续流电流从中线经D1回电源形成回路。4.T6关断，V相电流维持原方向，使D3导通续流。此时T5、D1继续导通，形成三上臂导通，相当于三相输出UVW暂时处于短路5、T6正驱动，D3T6换流，U相电流过0时，D1T1交换导通，电流从电源经T1和T5、UW负载到中线，经V负载从T6回N。此时U、W相电流为正，V相电流为负。其它时区类推。7-3-7仿真验证模型Continuouspowerguiv+-VoltageMeasurementgABC+-UniversalBridgeScope1ScopeRL2RLOut1PWM,M=1i+-Iin1i+-Iin300V1,2e-3mHioUoid7-3-8三相SPWM控制1Out1SineWave2SineWave1SineWaveRepeatingSequence=RelationaOperator2=RelationaOperator1=RelationaOperatorNOTLogicalOperator3NOTLogicalOperator2NOTLogicalOperator1ConvertDataTypeConversion1ConvertDataTypeConversio2ConvertDataTypeConversio1ConvertDataTypeConversio7-3-9DC=300V,450Hz，m＝1输出相电流输出相电压直流侧输入电流7-3-10输出相电压频谱分析0.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04-200-1000100200Time(s)FFTwindow:2of10cyclesofselectedsignal0200400600800100005101520253035Frequency(Hz)Fundamental(50Hz)=149.9,THD=51.96%Mag(%ofFundamental)N-2＝450－2×50＝350Hz，与基波相对值无450Hz谐波7-3-11输出线电压频谱分析450Hz调制输出50Hz线电压谐波分布最低次谐波7-3-1220KHz,m=1，阻感负载7-3-13输出相电压频谱，m=10.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04-400-2000200400Time(s)FFTwindow:2of10cyclesofselectedsignal00.511.522.533.54x10405101520253035Frequency(Hz)Fundamental(50Hz)=150.1,THD=52.07%Mag(%ofFundamental)7-3-14输出电压频谱，m=0.50.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04-400-2000200400Time(s)FFTwindow:2of10cyclesofselectedsignal00.511.522.533.54x104010203040506070Frequency(Hz)Fundamental(50Hz)=75.06,THD=105.48%Mag(%ofFundamental)2N-1次幅值最大7-3-15谐波分析小结三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率c＝Nr整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是c±2r和2c±r，即N±2、2N±2。SPWM波中谐波主要是角频率为c、2c及其附近的谐波，很容易滤除。7-3-167.2.2异步调制和同步调制根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N变化在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr1）异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式7-3-177.2.2异步调制和同步调制2）同步调制——载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即N等于常数。ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud2Ud同步调制三相PWM波形基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。7-3-187.2.2异步调制和同步调制3）分段同步调制划分频段，每频段内保持N恒定，不同频段的N不同。高频段采用较低的N，使载波频率不致过高；低频段采用较高的N，使载波频率不致过低。00.40.81.21.62.02.410203040506070802011479969453321图6-11fr/Hzfc/kHz滞后切换,防止跳动。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。在低频输出时用异步调制，高频输出时切换到同步调制方式，和分段同步方式效果接近。分段同步调制方式举例7-3-19规则采样法与平均模型法0urTcUCmtur+UCmu0tUdTcucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d规则采样法()()()1()[1]2211sin(6)22rCmrcCmCmrcccrDcmutUutttTUUutTTtTtUd三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度)sin1(421'DrcctaTTdd(7)7-3-20ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d规则采样法正弦调制信号波taursinra称为调制度，0≤a1；r为信号波角频率三相桥逆变电路的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120°同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为d´U、d´V和d´W，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式(6)得23cWVUTddd43'''cWVUTddd可用于简化生成三相SPWM波的计算7-3-21使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量。谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方式。分析方法以载波周期为基础，推导出PWM波的傅里叶级数表达式。[推导参见“刘凤君现代逆变技术及应用电子工业出版社2006p142~p175]尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。7.2.4PWM逆变电路的谐波分析【见前各节】7-3-22晶闸管相控整流：输入电流滞后于电压，且其中谐波分量大，功率因数很低。二极管整流电路：虽位移因数接近1，但输入电流中谐波分量很大，功率因数也很低。把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整