PWM直流双闭环调速系统设计[1]

PWM直流双闭环调速系统设计1设计分析1.1双闭环调速系统的结构图直流双闭环调速系统的结构图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。图1双闭环调速系统的结构图1.2调速系统起动过程的电流和转速波形如图2所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。(a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程(b)理想快速起动过程图2调速系统起动过程的电流和转速波形1.3H桥双极式逆变器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调IdLntIdOIdmIdLntIdOIdmIdcrnn(a)(b)制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。H形双极式逆变器电路如图3所示。这时电动机M两端电压ABU的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。图3H形双极式逆变器电路双极式逆变器的四个驱动电压波形如图4所示。OOOOUg1Ug4Ug2Ug3UABUs-Usidid1id2tttttonTtonT图4H形双极式逆变器的驱动电压波形他们的关系是：1423ggggUUUU。在一个开关周期内，当0ontt时，晶体管1VT、4VT饱和导通而3VT、2VT截止，这时ABsUU。当onttT时，1VT、4VT截止，但3VT、2VT不能立即导通，电枢电流di经2VD、3VD续流，这时ABsUU。ABU在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图2所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，2onTt，则ABU的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，2onTt，平均输出电压为零，则电动机停止。双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为21ononondsstTttUUUTTT如果定义占空比ontT，电压系数dsUU则在双极式可逆变换器中21调速时，的可调范围为0～1相应的1~1。当12时，为正，电动机正转；当12时，为负，电动机反转；当12时，0，电动机停止。但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区。双极式控制的桥式可逆PWM变换器有以下优点：1）电流一定连续。2）可使电动机在四象限运行。3）电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。1.4PWM调速系统的静特性由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下dsddiURiLEdt(0)ontt.dsddiURiLEdt()onttT按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是dsUU，平均电流用dI表示，平均转速/enEC，而电枢电感压降ddiLdt的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成sddeURIERICn则机械特性方程式0sddeeeURRnInICCC2电路设计H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图5所示。PWM逆变器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容0C滤波，以获得恒定的直流电压sU。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这时电容器两端电压升高称作“泵升电压”。为了限制泵升电压，用镇流电阻Rz消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通VTz。图5H桥式直流脉宽调速系统主电路四单元IGBT模块型号：20MT120UF生产厂家：IR公司主要参数如下：CERU=1200VcI=16A*CNT=100CkWPCM9.0VUsatCE05.3)(2.1给定基准电源此电路用于产生±15V电压作为转速给定电压以及基准电压，如图6所示：图6给定基准电源电路2.2双闭环调节器电路设计为了实现闭环控制，必须对被控量进行采样，然后与给定值比较，决定调节器的输出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。2.2.1电流调节器由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数sToi001.0，以滤平电流检测信号为准。为了平衡反馈信号的延迟，在给定通道上加入同样的给定滤波环节，使二者在时间上配合恰当。图7含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器2.2.2转速调节器转速反馈电路如图8所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数sTon005.0。根据和电流环一样的原理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。图8含给定滤波与反馈滤波的PI型电转速调节器2.3信号产生电路本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中IGBT的开关频率，选择适当的tR、tC值即可确定振荡频率。电路中的PWM信号由集成芯片SG3524产生，SG3524采用是定频PWM电路,DIP-16型封装。由SG3524构成的基本电路如图8所示，由15脚输入+15V电压，用于产生+5V基准电压。在6、7引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器，可提高稳态精度。12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供内部晶体管工作，由电流调节器输出的控制电压作为2引脚输入，通过其电压大小调节12、13引脚的输出脉冲宽度，实现脉宽调制变换器的功能实现。图9SG3524管脚图图10SG3524引脚接线图图11SG3524内部框图主要参数：输入电压Uimax：40V输出电流：500mA好散功率：1W2.4IGBT基极驱动电路原理工作原理如图12所示图12EXB841内部结构图EXB841系列驱动器的各引脚功能如下：脚1：连接用于反向偏置电源的滤波电容器；脚2：电源（＋20V）；脚3：驱动输出；脚4：用于连接外部电容器，以防止过流保护电路误动作（大多数场合不需要该电容器）；脚5：过流保护输出；脚6：集电极电压监视；脚7、8：不接；脚9：电源；脚10、11：不接；脚14、15：驱动信号输入（-，＋）；2.5基于EXB841驱动电路设计驱动电路中V5起保护作用，避免EXB841的6脚承受过电压，通过VD1检测是否过电流，接VZ3的目的是为了改变EXB模块过流保护起控点，以降低过高的保护阀值从而解决过流保护阀值太高的问题。R1和C1及VZ4接在+20V电源上保证稳定的电压。VZ1和VZ2避免栅极和射极出现过电压，Rge是防止IGBT误导通。针对EXB841存在保护盲区的问题，可如图12所示将EXB841的6脚的超快速恢复二极管VDI换为导通压降大一点的超快速恢复二极管或反向串联一个稳压二极管，也可采取对每个脉冲限制最小脉宽使其大于盲区时间，避免IGBT过窄脉宽下的低输出大功耗状态。针对EXB841软关断保护不可靠的问题，可以在EXB841的5脚和4脚间接一个可变电阻，4脚和地之间接一个电容，都是用来调节关断时间，保证软关断的可靠性。针对负偏压不足的问题，可以考虑提高负偏压。一般采用的负偏压是-5V，可以采用-8V的负偏压(当然负偏压的选择受到IGBT栅射极之间反向最大耐压的限制)，输人信号被接到15脚，EXB841正常工作驱动IGBT.图13EXB841驱动IGBT设计图主要参数：电源电压：20V最大输出功率：47mA最高工作频率：10kHz2.6锯齿波信号发生电路锯齿波信号发生器SG的输出信号Us与控制信号*CU在PWM转换器（SG3524）中进行比较，PWM输出幅度恒定、宽度变化的方波脉冲序列，即PWM波。SG电路可有UJT或者PUT构成。UJT锯齿波信号发生器基本电路如图14所示图14锯齿波信号发生电路2.7转速及电流检测电路2.7.1转速检测电路转速检测电路如图15所示。与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压nU，与给定电压*nU相比较后，得到转速偏差电压nU输送给转速调节器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如图15所示，通过调节电位器即可改变转速反馈系数。图15转速检测电路2.7.2电流检测电路通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图16所示。图16闭环霍尔电流传感器的工作原理霍尔电流传感器的结构如图13所示。用一环形导磁材料作成磁芯，套在被测电流流过的导线上，将导线中电流感生的磁场聚集起来，在磁芯上开一气隙，内置一个霍尔线性器件，器件通电后，便可由它的霍尔输出电压得到导线中流通的电流。闭环霍尔电流传感器主要有以下特点：1）可以同时测量任意波形电流，如：直流、交流、脉冲电流；2）副边测量电流与原边被测电流之间完全电气隔离，绝缘电压一般为2kV～12kV；3）电流测量范围宽，可测量额定1mA～50kA电流；4）跟踪速度di/dt50A/μs；5）线性度优于0.1％IN；6）响应时间1μs；7）频率响应0～100kHz。3调节器的参数整定本设计为双闭环直流调速系统电路基本数据如下：1)PWM装置放大系数8.4sK;2)电枢回路总电阻R=8Ω;3)电磁时间常数sTl015.0;4)机电时间常数sTm2.0;5)调节器输入电阻kR400;设计指标：1)静态指标：无静差；2)动态指标：电流超调量%5%i；空载起动到额定转速时的转速超调量%20%n。计算反馈关键参数：)min(05.020010nUnomnmrVAVIUnomim35.17.3210*3.1电流环的设计1）确定时间常数PWM装置滞后时间常数：sTs001.0。电流滤波时间常数:sToi01.0。sTTT002.0iosi(sT和oiT一般都比lT小得多,可以当作小惯性群近似地看作是一个惯性环节)。2）选择电流调节器结构根据设计要求：%5i，而且105.7002.0015.0ilTT可按典型Ⅰ型设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的,所以把电流调节器设计成PI型的，其传递函数为1()iACRiisWsKs式中iK——电流调节器的比例系数；iτ——电流调节器的超前时间常数。3）选择电流调节器的参数ACR超前时间常数s015.0liT；电流环开环时间增益:要求5%i，故应取i0.5IKT，因此1250002.05.05.0sTKiI于是，ACR的比例系数为:63.48.435.18015.0250siIiKRKK4）校验近似条件电流环截止频率:1250sKIci（1）晶闸管装置传递函数近似条件：sT31ic即cissT133.333001.03131满足近似条件；（2)忽略反电动势对电流环影响的条件：,13lmciTT即cismsTT177.54015.02.01313满足近似条件；（3)小时间常数近似处理条件：oisciTT131，即cioissTT133.333001.0001.0131131满足近似条件。5）计算调节器电阻和电容调节器输入电阻为kR400，各电阻和电容值计算如下,2.1854063.40kkRKRii取k185081.01010185015.063FRCiii，取F08.0FFRTCoioi1.010104000