PFC基础2

第1页共24页第一部分PFC基本概念1.平均功率电压和电流均为非正弦波形。将电压和电流表示为傅里叶级数如下：这样就将能量传输和谐波联系起来了。能量逐周期的传输到负载，每个周期传输的能量为：与平均功率联系如下：为了研究谐波对平均功率的影响，将电压和电流的傅里叶级数代入：因为三角函数的正交性：第2页共24页所以有：将平均功率表示为：所以只有当和的傅里叶级数频率相同时才有能量传输到负载。比如，如果电压和电流均包含3次谐波，则其产生的平均功率为图例1如下：第3页共24页电压只有基波，电流只有3次谐波，则平均功率为0.图例2如下：第4页共24页电压只有3次谐波，电流也只有3次谐波并且与电压同相，则平均功率不为0.例3电压电流傅里叶级数如下：则平均功率计算为：2.波形的有效值，用傅里叶级数表示代入傅里叶级数，并且同样利用三角函数的正交性，结果为：第5页共24页电流有效值也可以同样表示出来可以看出，谐波总是增大有效值，谐波不一定增大平均值，增大有效值意味着增大损耗。3.功率因数为了能量能有效的从源传输到负载，我们希望昀大化平均功率，同时减小有效值电流和电压（即减小损耗）。功率因数就是恒量能量传输效率的一个量。定义为：3.1线性纯阻性负载，非正弦电压电流谐波与电压谐波同相，且成比例。结果就是所有谐波能量都传输到负载，这时整功率因数产生，及PF=1.3.2非线性动态负载，正弦电压因为为正弦电压，所以电流的谐波成分不会产生平均功率。但是，电流谐波却增大了电流有效值，因此使功率因数降低。第6页共24页即=电流失真系数*相移联系到总谐波失真（THD）第7页共24页THD与电流失真系数的曲线图举一个全桥整流的例子：第8页共24页上图为典型的单相全桥整流电路和AC线电流谐波那么我们从120V15A的墙壁电源插座获得的昀大功率为：采用全桥整流的情况下：指对断路保护电流降低使用4.正弦系统的功率相量视在功率为电压有效值和电流有效值的乘积这很容易测量-简单的对伏特计和安培计的读数相乘就可以视在功率的单位为V-A，或VA第9页共24页很多成分都按他们能提供的VA来划分，比如变压器所以功率因素为平均功率和视在功率的比值对于正弦波（无谐波分量），我们也可以定义有功功率P，无功功率Q，复数功率S如果电压和电流均用相量表示，则其中为相量I的复数共轭，j为-1的平方根。S的量级为视在功率（VA）。S的实部为平均功率P(watts)。S的虚部为无功功率Q（无功的VARs）。例如如下功率矢量图：电压和电流的相位差，或，即为S的相位角。功率因数为在这种纯正弦情况下，电流失真系数为1，功率因素等于相移。无功功率无功功率Q不会引起源到负载的能量传输。当Q≠0时，电流有效值和视在功率比传输所必须的昀小平均功率P要大。电感：电流落后电压90度相位，所以相移因子为0.一个电感中能量交替的储存和释放引起电流流动且视在功率不为0，但P=0.只有电阻消耗实际（平均）功率P，电感可看成消耗无功功率Q。电容：电流超前电压90度相位，因此相移也为0.第10页共24页电容供应无功功率Q。他们常常放置在公共配电系统靠近感性负载的地方。如果电容提供的Q等于电感消耗的Q，则网络电流与电压同相，使功率因素为1且昀小化电流强度有效值。相位控制整流器让基波电流滞后功率因数的限制因数：为什么在一般的电路中功率因数较低呢？有很多因数的影响。其中影响功率因数的主要原因是这些电器的整流电源普遍采用的电容滤波型桥式整流电路（图1）。这种电路的基本工作过程是：在交流输入电压的正半周，D1、D3导通，交流电压通过Dl、D3对滤波电容C充电，若Dl、D3的正向电阻用r表示，交流电源内阻用R表示，则充电时间常数可近似表示为：CRr)2(+=τ由于二极管的正向电阻r和交流电源内阻R很小，故τ很小。滤波电容C很快被充电到交流输入电压的峰值，当交流电源输入电压小于滤波电容C的端电压时，Dl、D3就处于截止状态；同理，可分析负半周D2、D4的工作情况。由分析不难看出，当电路达到稳态后，在交流输入电压的一个周期内二极管导通时间很短，输入电流波形畸变为幅度很大的窄脉冲电流(图2)。由上图可分析出，这种畸变的电流含有丰富的谐波成分，严重影响电器设备的功率因数。因此，降低电器设备的输入电流谐波含量是提高功率因数的根本措施。第二部分功率因素校正为了提高效率，减少谐波畸变率，必须进行功率因数校正。从功率因素的定义式可以知，要提高功率因素有两个途径：一是使输入电压和输入电流同相；二是使输入电流正弦化。第11页共24页由上面图2可以看出，采用一般全桥整流并加电容滤波的电路的电流导通角很小，一个周期中二极管导通的时间只占到周期的很小部分，所以增大导通角，即降低电流谐波含量是提高PF的一个有效方法。总的来说功率因素校正可以分为有源和无源两种。下面分别讨论。一、无源功率因素校正一般采用五种无源功率因数校正：LC整流滤波电路、LC谐振式整流滤波电路、逐流式（填谷）整流滤波电路、直流反馈式整流滤波电路，高频反馈式整流滤波电路。1、LC整流滤波电路由于电感L对电流的缓冲作用，降低了充电电流的峰值，同时也错开了电压和电流同时达到峰值的关系，使整流桥的导通角增大，从而改善了功率因数。LC整流滤波电路的两种形式：方案优点：原理、结构简单，成本低，效率较高。方案缺点：整流桥导通时的冲击电流比一般整流电路小，功率因数低，谐波成分多。2、LC谐振式整流滤波电路如图所示，将Lr和Cr的谐振点设置在基波三倍频处，对谐波的抑制起到了一定的作用第12页共24页方案优点：原理、结构简单，成本较低，效率较高。方案缺点：整流桥导通时的冲击电流比C整流滤波电路小，功率因数低，谐波成分相对少。3、逐流式（填谷）整流滤波电路图5是一种由电容、二极管组成的无源功率因数校正(PPFC)电路，其中Ll、L2、Cl、C2组成复式滤波电路Dl--D4为桥式整流电路，D5、D6、D7、C3、C4组成PPFC电路。第13页共24页原理：图6是PPFC电路输出电压u和交流输入电流的波形。在t0～tl时间内，整流二极管Dl、D3导通，桥式整流输出电压Uz通过C3、D6、C4对C3、C4充电，同时为负载RL供电，由于充电时间常数很小，C3、C4充电速度很快，当Uz达峰值Um时，C3、C4上的电压Uc3=Uc4=Um/2；在t1～t2时间内，Um/2UzUc3+Uc4，D5和D7均反偏截至，C3、C4无放回路，负载RL仍由整流电压Uz供电，Dl、D3仍然处于导通状态；t2～t3时间内，UzUm/2，D1、D3截止，电容C3通过所对负载RL放电，电容C4通过D5也对RL放电；t3～t4时间内，UzUc3、UzU，D2、D4开始导通为RL供电，当UzUc3+Uc4时，Uz通过C3、C4、D6对C3、C4充电，t4时刻Uc3=Uc4=Um/2；t4～t5时间内，UmUzUc3+Uc4，C3、C4仍无放电回路，负载RL仍由Uz供电，D3、D4仍然处于导通状态；t5～t6时间内，UzUm/2，D3、D4截止，C3通过D7，C4通过D5又对RL开始放电，以后将循环上述过程。由上述分析不难看出，当电路达稳态后，整流二极管的导通时间明显增大，其输入电流波形得到较大的改善(接近正弦波)。实验表明，采用PPFC电路可使输入电流总谐波含量降低到30％以下，功率因数可提高到0．90以上。方案优点：原理、结构相对复杂，成本稍低，功率因数高。方案缺点：整流桥导通时的冲击电流较小，谐波成分相对少，效率较低。4、无输入电解电容（单级PFC）方式此种方式采用小的CBB电容代替输入滤波电解电容，后端用有源PFC芯片或专门的单级PFC芯片来实现开关控制功能，从而达到增大二极管导通角的目的，提高PF。第14页共24页图7单级PFC电路图例优点有：1、功率因数可以做到较高，因为工作方式的改变，使得PF做到0.90以上都不是困难。2、EMI的改善空间大，前级可以加一些对EMI有改善的元器件，这不会对PFC的效果造成任何影响。3、成本低，跟有源PFC相比，成本却低很多。4、可以适合做较大功率的电源，如PI的参考设计上做了70W左右的电源。但是这种方式也有一些缺点：1、由于输入大电解被个小瓷片所替代，造成交流输入经桥整流后完全没有平滑滤波就进入开关管，所以工频电压PP值很大，在钳位方面要仔细考虑。2、也正是因为工频电压的PP值太大，所以造成MOS的开关损耗增加，从而效率降低。3、相应的输出电压的工频纹波也会很大，这样一来不适合做到对纹波要求较高的项目中去。4、PF值跟随输入电压变化而变化，而且变化的幅度很大，不适合做宽电压输入范围的项目。5、PF值随输出功率变化而变化的幅度也较大，不适合做输出功率变化较大的项目。二、有源功率因素校正有源PFC的拓扑有多种，现在技术比较成熟，应用比较多的拓扑主要是BoostPFC。根据电感电流的状态划分，Boost型APFC又可以分为断续模式(DCM)，连续模式(CCM)和临界连续模式(CRM)。DCM有源功率因数校正技术的特点是所需电感量小，由于电感电流断续，其输入的峰值电流可以自动跟踪输入电压，通常采用PWM的调制方式，而且只用单环控制即可，因此电路结构非常简单，整流二极管不存在反向恢复的问题，但是在同等输出功率的情况下，DCM模式的输入电流峰值大，开关管的关断损耗、二极管的开通损耗和器件电流应力都比较大。因此，一般只用于小功率的场合。CCM有源功率因数校正技术的优点是可以用在较大功率的场合，由于电感电流连续，纹波较小，因此输入滤波简单。CCM模式也存在一些问题：开关管不是零电流开通，因此开通时的尖峰电流会给开关管带来较大的损耗。由整流二极管反向恢复引起的di/dt会给整个电路带来严重的干扰。而且它的控制一般需要输出电压和电感电流两个状态量的反馈，因此电路结构比较复杂。CRM有源功率因数校正技术可以做到DCM和CCM两者的折中。与DCM模式相比，CRM模式的器件应力较小，应用的功率场合比DCM更广泛。而与CCM模式相比，CRM模式不存在整流二极管的反向恢复，开关管是零电流开通，且控制电路相对简单。但受到器件应力的限制，CRM也不能用在较大输出功率的场合。在300W以下，CRM与其他两种模式相比，还是具有明显的优势。1、临界连续模式（CRM）PFC第15页共24页D1D2LQDVdc+_D4D3COvSLoad图8功率開關Q導通之等效電路若輸入交流電源電壓為tVtvmsωsin)(=，則由上图8可得到電感電流的峰值為：tLTDVLTtvtismonspkωsin)()(⋅⋅=⋅=其中sT為功率開關Q之切換週期(Switchingperiod)，D為开通占空比。由上式可以得知，在一輸入電壓週期內，若功率開關之導通時間保持一定，則電感峰值電流的連線將會成為一個tIpωsin⋅的波包，如下图9所示，使得輸入電流與輸入電壓為同相位，達到高功因的要求。图9电感电流图第16页共24页图10CRM模式典型控制图第17页共24页2、连续导电模式PFC图11连续导电模式PFC电感电流波形2.1Vrms2控制第18页共24页图12CCM模式典型控制图图11显示了连续模式PFC的典型方法。升压转换器由一个根据电流命令信号Vi对电感电流（转换器的输入电流）进行整形的平均电流模式脉冲宽度调制器（PWM）驱动。此信号Vi是输入电压Vin进行了Vdiv*Vdiv幅度变换后的复制品，由电压误差信号除以输入电压的平方得到（经过Cf滤波，使得它成为和输入幅度成正比的变换系数）。用误差信号去除以输入电压幅度的平方似乎并不常见。其目的是使环路增益（以及瞬态响应）独立于输入电压。分母中的电压平方函数抵消了Vsin的幅度和PWM控制的传递函数（电感中的电流斜率和输入电压成正比）。这个方案的缺点在于乘法器乘积的可变性。这就需要增大功率处理元件的设计余量，以解决昀坏情况下的功率耗散。第三部分谐波相关标准国际标准：EN61000-3-2国标：GB17625.1-2003第19页共24页第20页共24页第21页共24页第五部分常用PFC芯片第22页