第4章-模拟调制系统.ppt

14.1幅度调制（线性调制）的原理4.2线性调制系统的抗噪声性能4.3非线性调制（角调制）的原理4.4调频系统的抗噪声性能4.5各种模拟调制系统的性能比较第4章模拟调制系统返回主目录2调制简述1.信号的特征可以分为：幅度，相位，频率2.评价一个调制系统的要素1）调制后信号的功率小2）占用的带宽小3）系统抗噪声性能好4）系统在实际中易于实现3第4章模拟调制系统4.1幅度调制（线性调制）的原理幅度调制是用调制信号去控制高频载波的振幅，使其按调制信号的规律而变化的过程。幅度调制器的一般模型如图4-1所示。设调制信号m(t)的频谱为M(ω)，冲激响应为h(t)的滤波器特性为H(ω),则该模型输出已调信号的时域和频域一般表示式为sm(t)=［m(t)cosωct］*h(t)(4.1-1)Sm(ω)=［M(ω+ωc)+M(ω-ωc)］H(ω)(4.1-2)式中，ωc为载波角频率214图4-1幅度调制器的一般模型×h(t)m(t)sm(t)cosct5由以上表示式可见，对于幅度调制信号，在波形上，它的幅度随基带信号规律而变化；在频谱结构上，它的频谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移(精确到常数因子)。由于这种搬移是线性的，因此幅度调制通常又称为线性调制。图4-1之所以称为调制器的一般模型，是因为在该模型中，适当选择滤波器的特性H(ω)，便可以得到各种幅度调制信号。例如，调幅、双边带、单边带及残留边带信号等。64.1.1调幅(AM)在图4-1中，假设h(t)=δ(t)，即滤波器（H(ω)=1）为全通网络，调制信号m(t)叠加直流A0后与载波相乘(见图4-2)，就可形成调幅(AM)信号，其时域和频域表示式分别为sAM(t)=［A0+m(t)］cosωct=A0cosωct+m(t)cosωct(4.1-3)SAM(ω)=πA0［δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)］+［M(ω+ωc)+M(ω-ωc)］(4.1-4)式中，A0为外加的直流分量；m(t)可以是确知信号，也可以是随机信号(此时，已调信号的频域表示必须用功率谱描述)，但通常认为其平均值m(t)=0。其波形和频谱如图4-3所示。7图4-2AM调制器模型＋m(t)A0cosctsAM(t)8图4-3AM信号的波形和频谱m(t)OtA0＋m(t)OtOOttcosc(t)sAM(t)1M()A0－HH－ccA0SAM()02109由图4-3的时间波形可知，当满足条件|m(t)|max≤A0时AM信号的包络与调制信号成正比，所以用包络检波的方法很容易恢复出原始的调制信号，否则，将会出现过调幅现象而产生包络失真。这时不能用包络检波器进行解调，为保证无失真解调，可以采用同步检波器。由图4-3的频谱图可知，AM信号的频谱SAM(ω)由载频分量和上、下两个边带组成，上边带的频谱结构与原调制信号的频谱结构相同，下边带是上边带的镜像。因此，AM信号是带有载波的双边带信号，它的带宽是基带信号带宽fH的两倍，即BAM=2fH。10AM信号的平均功率：)(2tSpAMAMtwtmAc220cos)]([twtmAtwtmtwAccc2022220cos)(2cos)(cos通常假设调制信号没有直流分量，=0。因此PAM=)(tmscpptmA2)(222011式中，PC=/2为载波功率，PS=/2为边带功率。由此可见，AM信号的总功率包括载波功率和边带功率两部分。只有边带功率才与调制信号有关。也就是说，载波分量不携带信息。即使在“满调幅”（|m(t)|max=A0时，也称100％调制）条件下，载波分量仍占据大部分功率，而含有用信息的两个边带占有的功率较小。因此，从功率上讲，AM信号的功率利用率比较低。20A)(2tm124.1.2抑制载波双边带调制（DSB-SC）在AM信号中，载波分量并不携带信息，信息完全由边带传送。如果将载波抑制，只需在图4-2中将直流A0去掉，即可输出抑制载波双边带信号，简称双边带信号（DSB）。其时域和频域表示式分别为sDSB(t)=m(t)cosωct(4.1-6)SDSB(ω)=［M(ω+ωc)+M(ω-ωc)］21其波形和频谱如图4-4所示。13图4-4DSB信号的波形和频谱cos0tOttOm(t)sDSB(t)OtO－ccM()OH－HSDSB()O－cc载波反相点2H阴影部分为上边带信号14由时间波形可知，DSB信号的包络不再与调制信号的变化规律一致，因而不能采用简单的包络检波来恢复调制信号，需采用相干解调(同步检波)。另外，在调制信号m(t)的过零点处，高频载波相位有180°的突变。由频谱图可知，DSB信号虽然节省了载波功率，功率利用率提高了，但它的频带宽度仍是调制信号带宽的两倍，与AM信号带宽相同。由于DSB信号的上、下两个边带是完全对称的，它们都携带了调制信号的全部信息，因此仅传输其中一个边带即可，这就是单边带调制能解决的问题。154.1.3单边带调制(SSB)DSB信号包含有两个边带，即上、下边带。由于这两个边带包含的信息相同，因而，从信息传输的角度来考虑，传输一个边带就够了。这种只传输一个边带的通信方式称为单边带通信。单边带信号的产生方法通常有滤波法和相移法。1.用滤波法形成单边带信号产生SSB信号最直观的方法是让双边带信号通过一个边带滤波器，保留所需要的一个边带，滤除不要的边带。这只需将图4-1中的形成滤波器H(ω)设计成如图4-5所示的理想低通特性HLSB(ω)或理想高通特性HUSB(ω)，就可分别取出下边带信号频谱SLSB(ω)或上边带信号频谱SUSB(ω)，如图4-6所示。16图4–5形成SSB信号的滤波特性H()10－ccH()0－cc1(a)(b)17图4-6SSB信号的频谱M()－HHSM()－ccOO上边带下边带下边带上边带－ccO上边带频谱O－cc下边带频谱18用滤波法形成SSB信号的技术难点是，由于一般调制信号都具有丰富的低频成分，经调制后得到的DSB信号的上、下边带之间的间隔很窄，这就要求单边带滤波器在fc附近具有陡峭的截止特性，才能有效地抑制无用的一个边带。这就使滤波器的设计和制作很困难，有时甚至难以实现。为此，在工程中往往采用多级调制滤波的方法。2.SSB信号的时域表示式的推导比较困难，一般需借助希尔伯特变换来表述。但我们可以从简单的单频调制出发，得到SSB信号的时域表示式，然后再推广到一般表示式。设单频调制信号为m(t)=Amcosωmt，载波为c(t)=cosωct，两者相乘得DSB信号的时域表示式为19m()coscosDSBmcstAwtwt11cos()cos(-)22mcmmcmAwwtAwwt保留上边带，则twwAtsmCmLSB)cos(21)(twAtwtwAmmmmcsin21coscos21把上、下边带合并起来可以写成twtAtwtAtscmmmmssBsin21coscos21)(20式中，“-”表示上边带信号，“+”表示下边带信号。Amsinωmt可以看成是Amcosωmt相移，而幅度大小保持不变。我们把这一过程称为希尔伯特变换，记为“^”，则Amcos∧ωmt=Amsinωmt上述关系虽然是在单频调制下得到的，但是它不失一般性，因为任意一个基带波形总可以表示成许多正弦信号之和。因此，把上述表述方法运用到式（4.1-8），就可以得到调制信号为任意信号的SSB信号的时域表示式:sSSB(t)=11()cosm()sin22ccmtwttwt221式中，是m(t)的希尔伯特变换。若M(ω)为m(t)的傅氏变换，则为)(tm)(tm)(wm]sgn[)()(wjwMwM式中符号函数Sgnw=1,w0-1,w0设H(w)=-jsgnw22我们把Hh(ω)称为希尔伯特滤波器的传递函数，由上式可知，它实质上是一个宽带相移网络，表示把m(t)幅度不变，所有的频率分量均相移，即可得到。由式（4.1-9）可画出单边带调制相移法的模型，如图4-7所示。相移法形成SSB信号的困难在于宽带相移网络的制作，该网络要对调制信号m(t)的所有频率分量严格相移π/2，这一点即使近似达到也是困难的。为解决这个难题，可以采用混合法（也叫维弗法）。限于篇幅，这里不作介绍。2)(tm23图4–7相移法形成单边带信号Hh()2－±21m(t)sSSB(t)21m(t)cosctcosct21m(t)cosct21m(t)24综上所述：SSB调制方式在传输信号时，不但可节省载波发射功率，而且它所占用的频带宽度为BSSB=fH，只有AM、DSB的一半，因此，它目前已成为短波通信中的一种重要调制方式。SSB信号的解调和DSB一样不能采用简单的包络检波，因为SSB信号也是抑制载波的已调信号，它的包络不能直接反映调制信号的变化，所以仍需采用相干解调。254.1.4残留边带调制(VSB)SSB与DSB之间的一种调制方式，它既克服了DSB信号占用频带宽的缺点，又解决了SSB信号实现上的难题。在VSB中，不是完全抑制一个边带（如同SSB中那样），而是逐渐切割，使其残留一小部分，如图4-8（d）所示。用滤波法实现残留边带调制的原理如图4-9(a)所示。图中,滤波器的特性应按残留边带调制的要求来进行设计。现在我们来确定残留边带滤波器的特性。假设HVSB(ω)是所需的残留边带滤波器的传输特性。由图4-9(a)可知，残留边带信号的频谱为26图4-8DSB、SSB和VSB信号的频谱M()－2B2BODSB()－ccO(a)(b)SSB()O－cc－ccVSB()O(c)(d)27图4-9VSB(a)VSB调制器模型(b)VSB解调器模型HVSB()m(t)c(t)＝cosctsVSB(t)LPFmo(t)2cosctsVSB(t)(a)(b)28现在我们来确定残留边带滤波器的特性。假设HVSB(ω)是所需的残留边带滤波器的传输特性。由图4-9(a)可知，残留边带信号的频谱为SVSB(ω)=为了确定上式中残留边带滤波器传输特性HVSB(ω)应满足的条件，我们来分析一下接收端是如何从该信号中恢复原基带信号的。VSB信号显然也不能简单地采用包络检波，而必须采用如图4-9(b)所示的相干解调(必须要知道载波信息的解调方式)。图中，残留边带信号sVSB(t)与相干载波2cosωct的乘积为)()]()([21wHwwMwwMVSBcc292sVSB(t)cosωct［SVSB(ω+ωc)+VSB(ω-ωc)］（4.1-12）代入上式，选择合适的低通滤波器的截止频率，消掉±2ωc处的频谱，则低通滤波器的输出频谱Mo(ω)=式告诉我们，为了保证相干解调的输出无失真地重现调制信号m(t)orM(ω)，HVSB(ω+ωc)+HVSB(ω-ωc)=常数，|ω|≤ωH(4.1-13)式中，ωH是调制信号的最高频率。式(4.1-13)就是确定残留边带滤波器传输特性HVSB(ω)所必须遵循的条件。满足上式的HVSB(ω)的可能形式1M(w)[H(w+w)+H(w-w)]2cc30有两种：图4-10（a）所示的低通滤波器形式和图4-10(b)所示的带通（或高通）滤波器形式。式(4.1-13)的几何解释：以残留上边带的滤波器为例，如图4-11所示。显见，它是一个低通滤波器。这个滤波器将使上边带小部分残留，而使下边带绝大部分通过。将HVSB(ω)进行±ωc的频移，分别得到HVSB(ω-ωc)和HVSB(ω+ωc)，按式(4.1-13)将两者相加，其结果在|ω|＜ωH范围内应为常数，为了满足这一要求，必须使HVSB(ω-ωc)和HVSB(ω+ωc)在ω=0处具有互补对称的滚降特性。显然，满足这种要求的滚降特性曲线并不是惟一的31图4-10(a)残留部分上边带的滤波器特性;b）残留部分下边带的滤波器特性HVSB()10.50－cc－cc00.51HVSB()(a)(b