接收机动态范围分析及测试方法

VHF/UHF接收机动态范围分析及测试方法上海市无线电监测站郭锋摘要：本文主要讨论的是超短波接收机大动态范围的概念和相关参数的测试方法。Abstract:Thisarticlewilldiscusstheconceptofhigh-dynamic-rangeVHF/UHFreceiverandinvolvedparameterstestingmethods.关键词：噪声系数（NF）、灵敏度（Sensitivity）、双音互调失真（Two-toneintermodulationdistortion）、三阶截点（Third-orderinterceptpoint,）、无杂散动态范围（SFDR）、内部虚假响应（Internallygeneratedspuriousresponses）VHF/UHF接收机又称超短波接收机，工作频率覆盖30MHz-3GHz，至少提供AM、FM、USB、LSB、CW等解调方式，有的还提供数字化I/Q输出和宽带中频输出。广泛用于信号监测、侦听、测向，配合相关软件，能自动观测频率占用度等。这种接收机一般采用超外差式结构，天线输入信号先通过前端预选器，滤除带外干扰后经过两次或三次变频，将输入信号变频至一个固定的中频信号（IF），再由后端模拟解调或DSP处理。超短波接收机的动态范围是一个关键的指标，它涉及到接收机的好几个参数。大动态范围接收机的概念，不仅意味着能够以低很低的失真，检测幅度相差达90或100dB的信号的能力。更重要的是，这个概念应明确包含对虚假信号的免疫能力，虚假信号通常是远离接收机调谐频率的大信号，相互之间因非线性作用而产生的。本文的目的是让读者对通常为大动态性能而设计的典型频率合成式VHF/UHF接收机的一些参数有一定认识。要讨论的主题主要包括噪声系数，灵敏度，双音互调失真，三阶截点，无杂散动态范围和内部产生的虚假响应。一、噪声系数-灵敏度噪声系数和灵敏度是两个通常和接收机检测小信号能力有关的参数，接收机的电路通常在输入信号上叠加上少量比热效应大的噪声，在检测VHF/UHF频段的小信号时，电路噪声是通常的限制值。接收机的噪声系数是一个非常基本的参数，也是衡量接收机电路所附加的噪声大小的量度。公式1以术语信噪比的方式给出了电子设备噪声系数的定义：NF=NoSoNiSilog10（1）注：NF是以dB方式表示的噪声系数；Si是设备输入端的信号功率；Ni是设备输入端的噪声功率；So是设备输出端信号功率；No是设备输出端噪声功率。另一方面，灵敏度不是一个基本量，它是用来衡量接收机对给定电平信号的检测能力的，并且依赖于几个因素，如所用的调制类型和调制度、采用的中频（IF）带宽和解调（Video）带宽、所要求的解调器输出信纳比，而不仅仅是噪声系数。这些因素对接收机灵敏度的之间的关系可以用公式2来简单表示，尽管只是大概：S=-174dBm±NF+10logB+Ksn+Km（2）注：S：灵敏度，dBm；-174dBm：是室温下，1Hz带宽的热噪声（KTB）；NF：噪声系数，dB；B：中频带宽，Hz，（假设是视频或解调带宽的两倍）Ksn：期望的解调信号信纳比，dB；Km调制特性函数，dB。上式表示灵敏度是随着噪声系数的减小和/或中频带宽的减小而改善的（变得更小）。鉴于最常用的中频带宽范围在10kHz至5MHz以上，常用的VHF/UHF接收机其噪声系数在6dB至12dB之间。因此，典型接收机所选择的中频带宽比实际接收机的噪声系数更大的影响接收机灵敏度。用公式2举例灵敏度的计算，假设让一具有10dB噪声系数的接收机，用10kHz中频带宽，解调一调制度为50%的调幅信号。要求解调输出具有10dB的信纳比。因此：NF=10dB；10logB=40dB（10kHz中频带宽）；Ksn=10dB，所要求的NNS；Km=6dB，50%调幅。将以上数据代入公式2：S=-174dBm+10dB+40dB+10dB+6dB=-108dBm=0.9μV二、互调失真-截点所有的接收机都采用具有固有非线性特性的RF-IF信号处理电路，随之而来的，影响VHF/UHF接收机性能的另一个重要参数是双音互调失真。当两个足够大但是有害的信号被加入到接收机的天线输入端时，它们在RF段混合产生了被认为是互调产物的虚假信号。如果这些产物中的一个频率靠近了接收机的工作频率时，它将被当作同一频率的输入信号而被RF-IF段和解调器处理。这个问题如图1所示。图1：接收机调谐到ft处时，由两个有害信号f1和f2产生的二阶和三阶双音互调产物。二阶和三阶互调失真是所遭遇到的最主要的失真。公式3和4给出了涉及这两种情况的频率关系：f1±f2=ft（3）三阶互调失真2f1±f2=ft（4）三阶互调失真注：f1、f2：有害大信号的频率；ft：接收机调谐频率上的互调产物。二阶双音互调失真是个普遍问题，特别是具有宽带射频前端的接收机，但是通过在第一变频级使用双平衡混频器再加上推挽放大器可以使其最小化。同时，加上亚倍频带通滤波器（可调或固定）组成的射频预选器，二阶影响可以减小到可忽略的程度。亚倍频预选滤波器用以衰减在接收机调谐频率上能产生二阶产物的位于由公式3决定的关键频段的大信号。通过使用射频预选器对二阶影响的减小如图2示。图2：采用亚倍频滤波器对二阶干扰的减小作用既然射频预选器只是部分的解决了互调失真的问题，更多的麻烦和困难是如何控制三阶双音互调失真。这是由三阶双音干扰的独特性造成的。两个同时落入预选器通带的有害大信号，将产生也有可能落入带内的三阶互调产物（2f1-f2）或（2f2-f1）中的一个或两个。减小预选器带宽可以减小接收机易受这类干扰影响的频率范围。不幸的是，考虑到尺寸、复杂性和插入损耗，用于全覆盖VHF/UHF接收机的预选滤波器相对带宽的实际下限是20%。因此，在信号密集环境中，经常有可能发生两个强信号同时落入预选器通带内，结果在接收机调谐频率上产生有害虚假响应。如图3所示。图3：由两个带内大信号引起的三阶互调干扰三阶互调失真不限于接收机的射频前端，以上对带内三阶干扰的描述也适用于中频级。当输入强信号之间的频率间隔小于第一中频级带宽时，那么中频互调失真就很有可能发生。因此，必须对整个接收机RF-IF链路进行适当的电路和系统设计来使问题最小化，而不仅仅是元器件的选择。一般是通过给接收机输入两个等功率信号，然后测量在接收机调谐频率上的失真产物的等效输入电平来测试接收机互调指标。以dB方式表示的输入测试信号的失真产物被称做互调率，过去通常用以衡量互调性能。但是，在最近几年，截点的概念已经成为更通用的衡量互调失真指标的一种方法，其用于多种的电子设备，而不仅仅是无线电接收机。这种截点的方式只产生一个以dBm为单位的数值，它与输入信号电平无关。双音、三阶互调截点的概念可以通过图4来更容易的理解。图中曲线显示了在一个略有非线性特性的系统中，典型的基波和三阶响应之间的输入输出功率关系。破折线表示输出功率随着两个输入信号功率变化的关系。注意：对于足够小的信号电平（如低于压缩点），曲线是单位斜率线性变化的，即基本上是输入信号功率变化1dB，输出信号功率变化1dB。点线描绘了互调产物的输出随基波输入信号变化的关系。同样，对小信号来说曲线是线性输出功率—dBm的，只是斜率为3。这个斜率表示输入信号电平每增加1dB，三阶产物的功率增加3dB。假设把这两条曲线线性延长至相交，就确定了截点，截点所处点的输入功率电平就是系统三阶双音互调的输入截点。这个系统截点不能直接测量得，只能通过公式5计算得：IP=1/2（Rs）+Pin（5）图4：双音三阶互调失真输入输出功率关系这里：IP：三阶输入截点，dBm；Rs：三阶产物相对值，dB；Pin：测得三阶产物相对值时的输入功率电平，dBm。上式中，相对压缩值项Rs是系统输出端测得的三阶互调产物低于基频的dB数，即图4中所示的两条曲线的垂直距离。用于评估双音互调性能和确定Rs值方法的典型装置如图5所示。关于截点，能够用于确定互调产物等效输入电平的另一个重要关系由公式5a给出。(a)INPUTOUTPUT(b)图5：(a)双音互调失真测试装置。(b)用于计算截点的Rs测试值。IM=3（Pin）-2（IP）———基波（f1,f2）斜率1:1---------三阶产物（2f1±2f2）斜率3:1输入功率—dBm(f1,f2)DUT信号发生器@f2可变衰减器信号发生器@f1合路器频谱分析仪INf1,f2OUTDUTRs(dB)基频三阶产物f1f2f1f2PIN(dBm)（5a）这里：IM：三阶互调产物等效输入功率，dBm；IP：三阶输入截点，dBm。接收机的三阶截点越高，就越不易受由带内大信号引起的虚假响应的影响。不幸的是，高截点接收机的设计常常不能兼顾到同时带来的对低噪声系数的要求。通常采取折中的办法以兼顾接收机的噪声系数和三阶截点。作为一项主要的规则，为高截点指标而设计的接收机通常采用压缩点比截点高1dB的RF-IF放大器级和双平衡混频器。这些功率放大器通常有更高的噪声系数，并且消耗比小信号放大器更多的电源功率。高功率混频器较高的本振驱动电平，其结果带来了更高的本振辐射电平，以及更大的内部虚假响应，而不仅仅是电源功率的消耗。因此，要求接收机具有特别高的截点，会产生出一系列的设计问题和设备非常昂贵的后果。三、无杂散动态范围另一个经常用以衡量接收机性能的参数是无杂散动态范围。这里用“无杂散动态范围”来表示整个动态范围的一部分，是指当两个等功率信号输入时，没有超过噪底3dB的虚假信号的范围。接收机的动态范围是指可用的输入信号范围。许多标准已经被用于定义这个可用范围的上限和下限。一个经常用来确定动态范围下限的标准称为最小可检测信号，被定义为在一个给定的中频（IF）带宽内，大于等效噪声功率3dB的信号。公式6表示最小可检测信号（MDS）与接收机噪声系数和IF带宽的关系：PL=MDS=-171dBm+NF+10logB（6）这里：PL：动态范围下限，dBm；MDS：最小可检测信号，dBm；NF：噪声系数，dB；B：IF带宽，Hz。无杂散动态范围（SFDR）的上限典型规定为：产生等于最小可检测信号的三阶互调产物的两个等电平输入信号电平。由公式5a，公式7给出了上述定义：MDS=3（Pu）-2（IP）（7）这里：Pu：无杂散动态范围的上限，dBm；IP：接收机三阶截点，dBm。功率上限值由公式8给出：Pu=1/3（MDS+2IP）=1/3（-171dBm+NF+10logB）+2/3（IP）（8）由上述对PL、Pu的表达式，无杂散动态范围可得到公式9：SFDR=Pu-PL=1/3（MDS+2IP）-MDS=2/3（IP-MDS）=2/3（IP–NF-10logB+171dBm）（9）这里：SFDR：无杂散动态范围，dBm。由此可见，无杂散动态范围是同截点成正比的，与噪声系数和中频带宽成反比的。换句话说，动态范围是随着噪声系数的减小、中频带宽的变窄而增大的，而不仅仅是更高的截点。举一个计算典型高性能接收机动态范围的例子，假设噪声系数10dB，中频带宽10kHz，输入截点-5dBm，将这些数值代入公式9的各项中：SFDR=2/3（-5dBm-10dB–40dB+171dBm）=77.3dB四、内部虚假响应在一台频率合成式的、全面覆盖VHF/UHF的接收机中，即使在天线输入端没有信号输入，接收机内部也有许多产生虚假响应的机制。有些响应是在两次和三次变频的设计中，所必需的不同本振的谐波相互混频产生的。另一些则同合成器的工作方式有关。为了使这些响应最小化，接收机的电气和机械设计必需引起格外重视。尽管内部虚假响应并不直接与接收机的大信号处理能力有关，但是它能降低接收机使用中所表现出来的动态范围性能。这些响应，不仅仅使信号恶化，也使有用的小信号变得模糊不清。换句话说，接收机的信号检测能力或灵敏度可能受限于这些虚假响应的幅度，而不仅仅是电路噪声。为了避免这种可能性，内部响应等效输入应当同先前定义的最小可检测信号相比较，要求虚假信号大大低于这一电平并无多大意义。因而