《射频通信电路》习题答案全

第一章1-1158.0dB16)67.661026.0(112=−=××+=S将kHz1000±=ff及kHz6400=f代入得Q=20kHz322006400dB3===QfBW1-2（1）H53.41056)102(11122720μπω=×××==−CL67.6615.010dB300===BWfQdB13.18124.067.661026.011)(21122000−==⎟⎠⎞⎜⎝⎛××+=⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛−+=fffQS（2）当kHz300dB3=BW时33.333.010dB30===BWfQe回路谐振电导512701055.1033.3310561021−−×=×××===πωρeeeQCQG（s）回路空载谐振电导512700001027.567.6610561021−−×=×××===πωρQCQG（s）并联电导5501028.510)27.555.10(−−×=×−=−=GGGe（s）并联电阻Ω=×==−K9.181028.5115GR1-3H06.2)2(11211μπ==CfLH.)(μπ742212222==CfLH68.0)2(13233μπ==CfL1-4f0xff0xf2’2C2v1v3L2C3L3C1L1(a)LCfπ210=(b)LCfπ210=(c))(21211LLCf+=π(d)2121LCfπ=1221CLfπ=2121221CCCCLf+=π1-5由于回路为高Q，所以回路谐振频率kHz5.465103901030021216120=×××=≈−−ππLCf回路的损耗电阻Ω=××××==−4.1110010390105.46526300πωQLr回路的谐振阻抗Ω=+=K114)1(20QrRP考虑信号源内阻及负载后回路的总谐振阻抗为Ω==ΣK42||||LPSRRRR回路的有载Q值为372104203=×==ΣLfRQeπρ通频带kHz56.12375.4650dB3===eQfBW在kHz10=Δf处的选择性为：dB47.5532.05.465203711211220−→=⎟⎠⎞⎜⎝⎛×+=⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛Δ+=ffQSe1-6回路特性阻抗Ω=×××==−159101001021211270ππρCf回路谐振阻抗Ω=×==k9.15100159QRPρ由SPLRPRRP21221+=可求得336.02=P信号源内阻SR折合到回路两端为：Ω===k20)8.0(8.12221'PRRSS负载电阻LR折合到回路两端为：Ω===k86.8)336.0(1222'PRRLL回路总谐振阻抗ΣR为ms226.0112.005.00629.086.812019.1511111''=++=++=++=ΣLSPRRRR即Ω=Σk43.4R回路有载Q值为8.271591043.43=×==ΣρRQe回路的通频常MHz359.08.27101060dB3=×==eQfBW1-7由于eQfBW0dB3=所以回路有载5010201036dB30=×==BWfQe回路谐振时的总电导为ms.020501015910211660=××××==−ΣπωeLQG（即)Ω=ΣKR50回路的空载电导为ms.010100==LQGpω（即KRP100=）信号源内阻折合到回路两端的电导值为ms.'010=−=ΣpSGGG由于SSGPG2'=，所以电容接入系数为：1.001.0101001.033'2=⇒=×==−−PGGPSS回路总电容PF15910159)1028.6(1162620=×××==−LCω∵接入系数2211CCCCP==ωω所示PF15902==PCC11CCP=−，所以PF1769.01591==C1-8PF40'022=+=CCC因此回路的总电容为PF3.18402040205''2121=+×+=+⋅+=ΣCCCCCCi回路谐振频率rad/s1026103.18108.01171260×=×××==−−ΣLCω回路的空载谐振阻抗为Ω=××××===−k9.20100108.0102667000LQQRPωρ电阻0R对回路的接入系数为31'211=+=CCCP考虑了iR与0R后的谐振阻抗ΣR为)ms(5.9k17.05)31(1019.201111202Ω=++=++=ΣRPRRRiP回路有载品质因数为281017.0130≈××==−ΣLRQeωρ回路通频常1.48MHzrad/s.dB=×=×==770310930281026eQBWω1-9设回路的空载∞=0Q，设P为电容接入系数211CCCP+=，由于有最大功率传输，∴333.02=→=PPRRLS∵100dB3=→=eeQQfBW∵LRQe0ωΣ=→Ω==Σk5.4||2PRRRLS可得：H48.41010162105.4630μπω=××××==ΣeQRLPF221048.4)10162(11626202121=××××==+⋅=−πωΣLCCCCCPF66333.0222===PCCΣPF331=C1-104010251069dB300dB3=×==→=BWfQQfBWee,∵Σ=CieXRQ→25.14050==ΣCX则必有25.12CX，由2R与2C组成的并联支路Q大于4以上，则12Q，此题可用高Q计算。接入系数211CCCP+=，由题意有5022=PR，∵52=R，所以316.0101==PnH199.04010250/90220'2=××=→==πωωLLPRLRQePF12710199.0)102(1192920=×××==−ΣπωLC由2121CCCCC+⋅=Σ及211CCCP+=求得：PF9.4012=C，PF7.1851=C38811108.30||3'1021=×==LRRQeω1-120.1μH在100MHz时的阻抗为Ω=×××==−8.62101.0102680πωLXL由于输入阻抗Ω=50iR，大于放大器串联输入电阻10Ω，所以采用的匹配网络应是将串联的10Ω化为并联的50Ω。匹配网络的Q值为211050=−=Q当Q=2时要求与r=10串联的电抗值为ΩΩ8.6220210==×=⋅=LXQrx因此在匹配网络中采用电容1C的容抗与0.1μH的电抗部分抵消，见图示。PF2.371028.4218.42208.62811=××=→Ω=−=−=πCxXXLC由于PF7.6310225125508222=××=→Ω=→=πCXXQCC1-16(a)VVi=，IIi4=，IVRi4=VVL4=，IIL=，IVRL4=则161=LiRR，LCRIVZ41==(b)由图(b)：122II=，212VV=212VVVi+=，1IIi=，124IVRi=2VVL=，22IIL=，124IVRL=则116=LiRR0.1μH10ΩC2C1RL（b）I2I1I1I2V1V1V2V2LiCRRIVZ821111===LCRIVZ2222==(c)IVRi2=，IVRL2=，14=LiRRLCRIVZ2==(d)VVi3=IIi=，VVL=，IIL3=19=LiRRLCRIVZ3==(e)31II=，23II=，21VV=，133VV=113IVRi=，11333IVIVRL==则912=RRi，LCCRIVZZ311121===LCRIVIVZ===113333VRi（c）2RL2RLVRLIRi（d）IIIVVI1Ri（e）RLI1I2I2I3I3V1V2V3第二章2-1)V(1016.81010510290101.384BkTR421053-2312−×=××××××==nV)A(103.14BR1kT4221-12×==nIΩ=+×=k7.167250510250510||21RR则)V(1068.2kTRB42102−×==nV2-2由于匹配，所以输出额定噪声功率kTB=nP2-4先把dB数化为自然数G=15dB=31.62；NF=2dB=2；76329080011800022.Fk2=+=+=→=TTTee放大器的等效噪声温度为k290290)12()1(01=×−=−=TFTe系统的等效噪声温度为k3.31562.3180029021=+=+=GTTTeee系统的噪声系数为087.262.31176.32121=−+=−+=GFFF2-5噪声底数为10logBNF(dB)dBm/Hz174++−=tFdBm12110log1031745−=++−=放大器的线性动态范围可以定义为它的1dB压缩点的输入功率与噪声底数之比，即dB111)121(10=−−=lDR若dBSNRo20=min,)(则灵敏度dBmSNRFPotin101−=+=min,min,)(放大器的线性动态范围也可以定义为它的1dB压缩点的输入功率与灵敏度之比，则线性动态范围为dB)(9110110=−−=lDR2-8将放大器的三阶截点输出功率OIP3变为输入功率，即1.58mwdBm2202233==−=−=GOIPIIP混频器的19.95mwdBm133==IIP放大器功率增益G=20dB=100则整个系统的三阶截点输入功率为644.595.1910058.11)()(1123133=+=+=IIPGIIPIIP则-7.516dBmmw177.0644.513===IIP若以输出功率为参考，则dBm48.6620516.72133=−+−=++=GGIIPOIP2-12F=8dB=6.3→1537290)13.6()1(0=×−=−=TFTe与2-7题相同，接收机的噪声基底为dBm120100.11030)1537900(1038.1)(15323−=×=××+××=+=−−BTTkFeat解调器要求的输入信噪比dB9.115.15min==⎟⎠⎞⎜⎝⎛NS灵敏度为dBm1089.11120minmin,−=+−=⎟⎠⎞⎜⎝⎛+=NSFPtin第三章3-1图3-P-1的频谱为两次AM调制的结果，第一次调制将音频F=3kHz分别调制到载频kHz101=f和载频kHz302=f上，然后再将两路已调AM信号对主载频kHz10000=f进行调制。设Ffffππωπωπω2,2,2,2002211=Ω===，AM调制后的频谱关系如下图示：因此由图3-P-1可得第一次调制的表达式为ttttv)cos()cos(cos4)(1111Ω−+Ω++=ωωω=tt1cos)cos5.01(4ωΩ+ttttv)cos(4.0)cos(4.0cos2)(2222Ω−+Ω++=ωωω=tt2cos)cos4.01(2ωΩ+第二次调制后为ttttttv021cos]cos)cos4.01(4.0cos)cos5.01(8.01[5)(ωωωΩ++Ω++=实现方框图为两路调幅信号在单位电阻上的旁频功率分别为w5.4)5.0211(222)211(22221011=×+×=+××=mPPAVw08.1)4.0211(212)211(22222022=×+×=+××=mPPAV总功率为：w08.1808.15.45212021=++×=++=AVAVAVPPPP，带宽BW=66kHz3-20FBAf10f1–FBAf1+FBf112120.50.4⊗⊕⊗⊕⊗⊕v(t)cosΩt4cosω1t2cosω2tcosω0t5⊕（1）载波功率w05.01021101232=××==RVPC（2）旁频功率mw25.605.05.0212122=××=⋅=CaPmP（3）最大瞬时功率w1125.0)5.01()1(22max=⋅+=⋅+=CCaPPmPw0125.0)5.01()1(22min=⋅−=⋅−=CCaPPmP3-3（1）双边带波形（2）单边带波形（3）普通调幅波（4）)2(cos5)(πω+Ω⋅=tSttVC)3sin32sin221(cos5+Ω−Ω+=tttCππω3-43-7(a)两信号迭加：tVtVtvmCmΩ+=Ωcoscos)(ω(b)调幅波ttmVtvCmωcos)cos1()(Ω+=(c)双边带ttVtvCmωcoscos)(Ω=(d)整流后的调幅波)(cos