模拟开关使用指南-使用模拟开关必读

低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关1/9低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关Maxim公司驻成都应用工程师吴忠摘要摘要摘要摘要：本文描述了在低电压（5V或更低）、高性能系统（如便携式CD品质音视频系统）中切换和开关信号会遇到的一些问题。重点介绍了交流开关特性及限制条件。利用本文介绍的技术，可以设计出一个单电源5V开关和路由系统，其性能甚至超过以往±15V系统。关键词关键词关键词关键词：模拟开关MOSFET导通电阻过去二十年里，单片集成CMOS模拟开关一直是切换（路由）和开关模拟信号的首选器件。这种开关由一个P沟道和一个N沟道MOSFET并联而成，门极（栅极）受外部驱动电路控制，构成一个寄生参数小、可双向导通的低电阻开关器件。在过去几年中，单片集成CMOS模拟开关的性能得到稳步提高，新一代的开关以其前所未有的高性能令设计人员振奋。虽然模拟开关原理简单，但是要想用好却不是一件容易之事，常常会遇到难以明状的问题，甚至会误入歧途。除此而外，由于器件向更低电压、更高速度发展，因此对信号的开关和切换比以前任何时候更具有挑战性。虽然利用单个MOSFET管就可以通断信号，但通常不能无失真地通过高质量的交流信号。在开关电源中，P沟道MOSFET管常常用做高端功率开关，当其栅极接地时，开关导通；反之，升高栅极电平，开关断开。在电源系统中，由于输入信号电平变化相对较小，因此P-MOSFET作为功率开关器件可以很好地工作。但它不适合于通断电平时刻变化的音视频信号，因为栅极驱动电压随着信号电平的改变而改变，结果使得P-MOSFET的通态电阻随时都在改变。当然，限制输入信号的摆幅可以部分改善其性能，但不能从根本上解决问题。这是由于负载电阻固定不变，导通电阻的变化会使增益随信号电平的改变而变化。这种调制效应会直接引起音频谐波失真或产生视频差分增益误差。早期解决电阻平坦度问题一个聪明的办法是增加一个N沟道MOSFET，它与P沟道MOSFET并联。当输入信号电平变大（变小）时，PMOS的驱动电压减小（增大）引起导通电阻变大（变小），而NMOS则相反，其驱动电压增大（减小），导通电阻变小（变大）。因此，由它们并联而成的模拟开关导通电阻变化不大，相对平坦（见图1）。图1:模拟开关由N-MOSFET与P-MOSFET并联而成。低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关2/9在较早的开关器件中，尤其是那些采用金属门工艺的模拟开关（如CD4066），FET场效应开关需要高达3V的门极驱动电压才能完全导通。虽然生产厂商暗示其产品在5V甚至3V都可以工作，然而由于通态电阻平坦度差，仅适用于要求不严格场合，而非所有场合。因为，在如此低的供电电压时，信号电平处于某些范围内时，两个FET均不能完全导通，结果导通电阻平坦度很差。（见图2）图2，该图绘出了几种常用的CMOS模拟开关在不同工作电压时，导通电阻随信号电平变化特性曲线。导通电阻的变化将引起非线性失真。注意，3V电压时，CD4066电阻值大得已无实际意义了。以图2中的CD4066为例，当工作电压为3V时，其电阻变化超出了图表范围，在图表最上部某处达到其最大值--1200Ω。显然不能把它应用于3V场合。当工作电压5V时，其电阻变化平坦一些，但阻值仍然大、平坦度依旧很差。硅门开关（如74HC4066）在低电压时有比较好的性能。采用这种较新工艺生产的FET只需不到1V的门极驱动电压即可导通，十分有助于改善开关的低电压工作性能。5V电压时，这种开关的导通电阻不大，平坦度也较好。它们甚至还可在某些3V场合使用。图2中最下面两条曲线是另一类模拟开关的特性，它们采用了最新的硅门工艺，性能优良。请注意开关MAX323，3V工作电压时，性能比5V时的74HC4066还好一些。当工作电压5V时，导通电阻变化只有几欧姆。这种高性能为模拟开关开拓了新的应用领域。RRRRONONONON的作用的作用的作用的作用：：：：模拟开关性能优劣基本上由导通电阻大小及平坦度决定。△RON与负载电阻之比决定了音频失真度，视频线性度与△RON也有类似关系，如下：THD=△RON/RLOAD根据上面的关系式，为了使信号失真最小，只有尽可能地增大RLOAD、尽可能地减小△RO。到目前为止，我们只考虑了开关导通时的情况，这当然还不够，还需要从各方面综合考虑。模拟开关断开时，其精确交流等效模型（如图3）为一串联小电容。从图中可见，如果负载电阻增大，馈通电容的阻抗也变大，结果模拟开关隔离度降低。同样，当负载电阻增大时，串扰也将变大。另外，在许多场合，负载电阻的大小还不能完全由设计者决定。开关的导通电阻会带来插入损耗，损耗大小由RON及RLOAD组成的分压电路确定。通常假定信号源输出阻抗为0，否则在计算插入损耗时还需将信号源内阻计入RON中，因此损耗还要大一些。为了使信噪比不降低，必须尽可能地减小损耗，然而在无源网络中损耗是不可避免的。因为过大的损耗会降低信噪比，因而即使可以补偿增益，也应该避免大于几分贝的插入损耗。所以要想音频电路中信号失真小，就要使负载电阻大；但是，在可以容许一定非线性失真的视频和高频电路中，为了保证足够大的隔离度，负载电阻取值却要小。如果设计师能够完全低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关3/9决定负载电阻的取值大小，那么音频电路选取10KΩ、视频电路选取1KΩ的负载电阻比较合适。GAIN=RLOAD/（RON+RLOAD）（此处，增益总是小于1）简化的交流模型：简化的交流模型：简化的交流模型：简化的交流模型：图3是模拟开关简化的交流模型，为了便于设计时综合考虑，故意忽略了如泄漏电流、电荷注入等各种直流参数对开关性能的影响。（然而，注入电荷在某些应用场合很重要）图3：模拟开关简化的交流模型开关断开时，Cfeed对开关性能最大。开关导通时，开关性能主要由RON决定，ΔRON及旁路电容CSHUNT起次要作用。开关断开时，影响开关性能的主要参数是馈通电容，它与负载电阻构成的分压器，决定了开关隔离度的大小。VISO（dB）=20log（2πfRLOADCfeed）上式中：VISO=开关隔离度、f=信号频率、RLOAD=负载电阻、Cfeed=馈通电容通常，产品数据表中不会直接列出Cfeed大小，而是给出在某一频率和负载条件下的隔离度。因此需要通过下式推导Cfeed：（注意：本式中的VISO是一个负数）十分有趣的是，如果按照隔离度和串扰大小作为评判标准，切换音频和视频信号难度相当。根据上式，我们可以分别推算出音频和视频两个系统中开关的Cfeed。一个典型的视频系统要求：当频率5MHZ、负载电阻为1KΩ时，隔离度为55dB。由此可得：Cfeed=0.056pF。在CD品质的音频系统中，要求当频率为20KHZ、负载电阻10KΩ时，开关的隔离度为80dB。同样可推算出Cfeed=0.07pF。因此两个系统中开关的Cfeed大致相等。所以，虽然音频信号比视频信号的频率低得多，但是由于前者要求的隔离度比后者高得多，结果造成两个系统需要性能相当的模拟开关。现代高速系统需要宽带低电压模拟开关，因此要求，无论是开关还是电路板都必须接通电阻小、寄生电容小。既然RON反比于栅源电压与门槛电压之差，低电压时RON自然会变大。当然，增大FETS管芯面积可以减小RON，但这却使寄生电容变大，因而，在许多场合，并不会真正改善开关性能。从74HC4066系列产品可以看到这种结果。虽然RON减小了，可是随之而增加的寄生电容又抵消了低阻值RON的优点。RON与Cfeed乘积大小反映了模拟开关性能的优劣。该乘积越小，开关可工作的频带越宽。这表明如果RON小但Cfeed大，开关性能不会改善。对于74HC4066，乘积是300ps（60Ω和5pF）；201021ISOVLOADFEEDfRCπ=低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关低电压高性能系统中的模拟开关4/9对于CD4066，乘积是400ps（200Ω和0.2pF）；对于MAX323,该乘积减小到26ps（33Ω和0.8pF）,性能超出10倍以上！设计举例设计举例设计举例设计举例作为笔记本电脑附件的音频切换开关，应满足的典型指标为：!实现功能：对两个立体声源实现二选一；!工作电压：3.3V!电源电流：尽可能地小（《10mA）!串扰：80dB（20KHZ时）!隔离度：80dB（20KHZ时）!失真度：输入信号1V（RMS）时，失真1%!阻抗：47KΩ从成本考虑，首先选择低成本、内含三个2选一多路器的CD4053，利用它可以完成所要求的SPDT功能。CD4053基本特性与图2中的CD4066相近。但是，尽管在CD4053数据表中列出其工作电压范围为3--15V，但却没有低于5V的参数说明。根据其数据表，当工作电压5V时，CD4053的最大RON大于1200Ω；实验表明：当工作电压为3.3V时，RON会大于2500Ω。根据其数据表，Cfeed典型值为0.2pF,而本例中RLOAD=47KΩ,由此得出其隔离度只有58dB，比额定指标低20多分贝。74HC4053结构与CD4053一致，低电压时其性能比CD4053好得多。由数据表可知：当工作电压为4.5V和2V时,RON最大值分别是170Ω和320Ω。我们推算并且在实验室验证了当3.3V电压时,RON最大值大约是250Ω。但74HC4053参数表声明：该器件应避免在2V电压附近使用，此时RON的线性度较差。此外由于Cfeed的典型值为5pF，而RON为250Ω，得出开关隔离度等于30dB，比CD4053差得更多。最终，我们决定采用如MAX323一类的高性能模拟开关。根据其Cfeed=0.8pF,RLOAD=47KΩ,推导出隔离度=46dB，仍不理想，距要求还有一定距离。不过由于MAX323导通电阻平坦度好，因而信号失真小，该项指标满足要求。既然负载电阻也是影响开关隔离度的一个主要因素，那么设计者可能会想到采用运放缓冲模拟开关信号，使开关驱动低阻负载。当模拟开关的负载电阻减小到470Ω时，隔离度增加20dB。但采用运放后，产生了几个新问题。其一是，运放和低阻负载会消耗更多功率。2V的信号在100Ω的负载上就要消耗20mA电流，这还不包括运放自身消耗的功率。另一个更敏感问题是，由于负载电阻大大减小，△RON与负载电阻的比值增大许多，结果产生很大的谐波失真，大约10%，这样的开关真可谓低保真系统，产品自然不会有市场。上述结果是设计这类系统常有的结局。因为即使具有性能最好的模拟开关、运算放大缓冲器、及电路设计经验，要想处理好低电压系统中的信号切换和开关似乎都不可能。当然，在高电压供电系统中，采用性能较好的DG408即可。电源电压为±15V甚至±10V时，DG408都能满足要求。难道我们就据此对笔记本电脑设计师说，由于低电压不能解决信号切换问题，能不能再提供±15V模拟电源？答案当然是“不能”。现在采用新的器件和拓朴已可以解决上述问题，而毋须提高电压、也不用缓冲放大或其它笨办法。缓冲输入输出缓冲输入输出缓冲输入输出缓冲输入输出—TTTT型和型和型和型和LLLL型结构型结构型结构型结构前面，我们一直致力于解决馈通电容与导通电阻之间的矛盾。上述例子显示在满足低失真度的阻抗条件下，要获得高隔离度似乎是不可能的。恰恰相反，通过巧妙安排一组开关可以解决上述矛盾（见图四）。图中上半部所示的T型结构是最常用的解决办法。开关导通时，信号通路相当于有两个导通电阻为RON的开关串联，当然增加了一个极点RONCFEED。虽然极点RONCFEED通常落在有用信号之外，但为了稳当起见还是要计算该极点的引入是否无关紧要。T型开关诱人之处在于：当开关处于断开状态时，任何从第一个开关CFEED导