现代电力传动理论与技术第二讲

1信息科学与工程学院现代电力传动理论与技术二O一五年三月2第2章电力电子变换器的调制2.1引言目前，在电机驱动中大多采用电压源型变换器，主要利用直流侧的电容来暂时存储电能通过电力电子器件的开关可调制直流电压，最终产生可变电压和可变频率的波形调制器的作用是：在用户给定输入的基础上对电力电子开关器件产生所需的开关信号为此，引入对电压的时间积分，而这又与采样平均电压U(tk)相关式中Ts为给定采样周期，u(t)为单相负载上的瞬时电压skkTttskdttuTtU)(1)(2-13第2章电力电子变换器的调制2.1引言以上述方式来控制变换器装置有助于准确控制电流，此时负载由用户定义的平均参考电压供电若考虑电感L和电阻R形式的线圈负载中一个采样周期内的磁链增量，此时磁链增量可写为：相应的负载电流的增量变化（一个采样周期内）可写为：skkTttkdttRitut))(-)()(（2-2)*ktU（Lttikk)()(2-34第2章电力电子变换器的调制由此可推导为：skkskkTttTttkdttiLRdttuLti)()(1)(2-4LTtUtiskk)()(2-5忽略磁性饱和效应，根据2-2，2-3式可以表示为：根据2-5，控制增量电流的核心问题就是调制器在每个采样时刻下满足以下条件的能力)()(*kktUtU2-65第2章电力电子变换器的调制上式2-6表明变换器的开关状态必须由调制器控制，以保证平均电压与用户定义的平均参考电压相等。2.2单相半桥变换器半桥变换器包括两个由调制器控制的开关与单相负载Z相连，如图Z由L和R并与电源e串联电路形式的负载阻抗两个理想开关分别由逻辑信号Swt和Swb控制逻辑1对应于导通，逻辑0对应于关断Fig2.1具有电源和调制器的两个开关半桥变换器6第2章电力电子变换器的调制2.2单相半桥变换器4种可能的开关组合：如表2.1所示Table2.1半桥变换器开关状态在表2.1中的4个状态中，必须避免在电压源变换器中发生击穿模式（Shoot-throughmode)，以防止电源短路空闲模式(Idlemode)通常用使变换器无效，剩下的两个有效开关状态（对应激活模式）互补，因此可以由单个逻辑状态Sw表示：wwbwwtSSSS,7第2章电力电子变换器的调制半桥变换器的输出电压波形如图2.2所示采样时刻为设t=tk-1时刻开关函数Swt为0，并在t=tk-1+tr时变为逻辑状态1下一个采样间隔内的t=tk+tf时刻Swt为0，且在tr时Sw上升，而在tf时Sw下降每两个采样周期内开关序列重复，其中tr时Sw上升，而在tf时Sw下Fig2.2半桥变换器下每个采样周期时刻平均电压的变化11~kktt由于负载电压波形的上升沿和下降沿随tr和tf时的函数变化，所以该调制方法称为双极性PWM8第2章电力电子变换器的调制由式2-1可得到相应的平均电压函数U(tr)和U(tf)根据式2-7，两个采样间隔内的平均电压函数和用户定义参考值如图2.3所示：SrsrDCrTtTtutU0;212)(2-7aSfsfDCfTtTtutU0;122)(2-7b式中uDC为图2.1中变换器的直流母线电压上述波形构成调制器一个运行周期TPWM=2TS=1/fPWM9第2章电力电子变换器的调制所需开关状态Sw可通过用户定义的参考平均电压和式2-7定义的平均电压函数相比较获得，使得tr和tf时必须满足式2-6的条件图中u(t)波形中绿色和蓝色区域分别表示变换器产生的实际电压时间之积图中给出了一个调制器工作周期内开关Sw的状态，其中红色间隔对应逻辑1Fig2.3半桥变换器下双极性PWM策略)()(*1*kktUtU、10第2章电力电子变换器的调制双极性PWM半桥变换器的通用模型如图2.4所示具有2个A/D模块，分别与参考平均电压值U*（来自控制器）和测量的直流母线电压uDC值（来自变换器模块）相连采样直流电压乘以增益1/2获得最大采样平均电压值uDC/2，该值与三角函数相乘得到2-7中定义的函数U(t)Fig2.4双极性PWM半桥变换器的通用模型利用求和模块对两个平均电压U和U*进行比较，其输出ɛ用于比较模块，其传递函数为：若ɛ0，则比较器输出=1若ɛ0，则比较器输出=0比较器的输出即开关函数Sw2-8a2-8b11第2章电力电子变换器的调制2.3单相全桥变换器(Single-PhaseFull-BridgeConverter)在介绍全桥变换器之前，先引入两个调制参数：调幅比mA和调频比mf2/ˆ*DCAuUm2-9*ffmPWMf2-10式中为平均相电压参考值的峰值*ˆU式中f*为正弦变化的平均参考电压信号的频率；fPWM为图2.3中三角波的频率，是采样频率fs=1/Ts的一半12第2章电力电子变换器的调制Fig2.5H桥变换器全桥变换器也称H桥变换器，由2.3中的两个半桥变换器构成假设具有一个单相负载阻抗Z（定义同前），在此是由一个虚拟的两项等效负载表示，其中每相负载阻抗为Z/2，且相电流分别为i1=i和i2=-i13第2章电力电子变换器的调制确定调制策略的关键是式2-1，根据图2.5，可写为：)(2)(121)(1)(1)(kskkkskktUTttstUTttskdttuTdttuTtU2-11式中引入U1(tk)和U2(tk)项，分别表示两个虚拟相的平均电压（每个采样周期的），还可以表示为)(0)(10)(1)(1)(kskkkaskktUTttstUTttaskdttuTdttuTtU2-12a)(0)(20)(1)(1)(kskkkbskktUTttstUTttbskdttuTdttuTtU2-12b14第2章电力电子变换器的调制根据式2-12，所需的半桥平均电压参考值U*a(tk)和U*b(tk)可写为用户定义平均参考电压U*1(tk)和U*2(tk)的形式：上式中Ua(tk)和Ub(tk)表示半桥平均电压，U0(tk)为两相虚拟平均电压)()()(*0*1*kkkatUtUtU2-13a)()()(*0*2*kkkbtUtUtU2-13b必须施加指定的平均电压才具有上述单相负载，根据式2-11，该值为：)()()(*2*1*kkktUtUtU2-14根据式2-13，上式还可以表示为：)()()(***kbkaktUtUtU2-1515第2章电力电子变换器的调制式2-15表明虚拟平均电压U*0(tk)可以任意选择（因为该式中没有出现该值）图2.6是不对称采样PWM的全桥变换器:(a)无脉冲居中单元的PWM和(b)有脉冲居中单元的PWM图中给出了对应所需平均电压-时间参考值U(tk-1)Ts和U(tk)Ts的输出脉冲，在本例中，两个值相同另外，还给出了在之间切换的半桥电压ua和ub2/DCu16第2章电力电子变换器的调制从实际应用的角度看，在水平时间轴对称的每个采样周期内，需要慎重选择变换器平均参考电压U*a(tk)和U*b(tk)如果要保持该条件，可通过调制器/变换器达到最大可能值U*=uDC，也可以通过满足下式条件而达到参考值U*a(tk)和U*b(tk)的对称性0)(),(min)(),(max****kbkakbkatUtUtUtU2-16根据式2-13，上式可写为：0)(2)(),(min)(),(max*0*2*1*2*1kkkkktUtUtUtUtU2-1717第2章电力电子变换器的调制根据上式2-17可确定满足2-16所需的虚拟平均参考电压U*0(tk)。其控制结构如图2.7所示，称为脉冲居中单元模块0)()(**kbkatUtU2-18对于此全桥调制器，式2-16应写为下式，使得参考值相对于时间轴对称：18第2章电力电子变换器的调制脉冲居中参考值的输入为变量电压U*1和U*2，而调制器的输入为U*，根据式2-14，该值等于上述两个变量之差。为方便起见，两个参考值之一可按如下进行选择：)()(**1kktUtU2-19a由此，脉冲居中模块的输出形式为0)(*2ktU2-19b)(21)(**kkatUtU2-20a)(21)(**kkbtUtU2-20b19第2章电力电子变换器的调制对于H桥变换器结构，调制器的通用模型表示如图2.8所示图中包括提供逻辑信号和的两个比较器，这两个逻辑信号用于控制开关awSbwSFig2.8全桥变换器中双极性PWM调制器的通用模型20第2章电力电子变换器的调制2.3三相变换器三相变换器由对称平衡星形连接负载组成，该负载与2.2节所述的3个半桥变换器相连，如图2.9所示Fig2.9三相变换器21第2章电力电子变换器的调制为了确定变换器中6个开关的切换策略（对于一个给定的采样周期），需要保证平均负载相电压U1(tk)、U2(tk)和U3(tk)与三相参考电压U*1(tk)、U*2(tk)和U*3(tk)相对应上述三相参考电压与下式中的空间矢量平均参考电压相关(功率不变))(*ktUjkjkkketUetUtUtU34*332*2*1*)()()(32)(2-21根据式2-1和图2.9，三相负载的平均电压（每个采样周期）可表示为)(0)(*10)(1)(1)(kskkkaskktUTttstUTttaskdttuTdttuTtU2-22a22第2章电力电子变换器的调制根据式2-22，所需的半桥平均参考电压U*a(tk)、U*b(tk)和U*c(tk)可根据用户定义的平均参考电压U*1(tk)、U*2(tk)和U*3(tk)表示为)(0)(*20)(1)(1)(kskkkbskktUTttstUTttbskdttuTdttuTtU2-22b)(0)(*30)(1)(1)(kskkkcskktUTttstUTttcskdttuTdttuTtU2-22c式中引入Ua(tk)、Ub(tk)和Uc(tk)表示三相半桥平均电压)()()(*0*1*kkkatUtUtU2-23a23第2章电力电子变换器的调制根据式2-21和2-23，将上式写成空间矢量形式)()()(*0*2*kkkbtUtUtU2-23b)()()(*0*3*kkkctUtUtU2-23c03432*034*32***1)(32)()()(32)(jjkjkcjkbkakeetUetUetUtUtU2-24上式中第二项包含矢量和为零的值，以及零序平均电压U*0(tk)，这意味着后者U*0(tk)可以任意选择24第2章电力电子变换器的调制相对于半桥平均参考电压的选择，零序平均电压的选择显得无关重要。但是，需要慎重选择U0(tk)值，以保证半桥参考电压的最大值和最小值相对时间轴对称与全桥调制器方法一样（满足式2-16），该条件很容易调整以适应3个而不是2个变量，从而表达式可写为0)(),(),(min)(),(),(max******kckbkakckbkatUtUtUtUtUtU2-2525第2章电力电子变换器的调制对式（2-26）进一步整理可得下式，进而确定零序平均电压U*0(tk)根据图2.7，脉冲居中单元可调整为符合2-27的三相输出/输入结构，如图2.10所示)(),(),(min)(),(),(max21)(*3*2*1*3*2*1*0kkkkkkktUtUtUtUtUtUtU2-27根据式2-23，上式2-25还可写为：0)(2)(