一种多电池包并联技术的研究

一种多电池包并联技术的研究王贤江1,2胡振营1石玉2（1.深圳市理邦精密仪器股份有限公司深圳5180672.电子科技大学微电子与固件电子学院成都610054）摘要在电池应用系统中为了提高电池的容量以及可靠性采用多个电池包进行并联，从理论上来讲两个源是不能并联的。实际应用中为了实现各个电池包之间的相互独立采用了二极管与电池包串联来实现隔离，但是此隔离二极管会造成一定程度地功率损失。为了降低多电池包并联采用二极管隔离所带来的功率损失，本文结合同步整流技术在开关电源中的应用，并结合其控制原理采用MOS管来代替二极管并通过相应的控制电路来控制MOS管的导通与关断，从而达到与二极管隔离同样的效果。与此同时，由于MOS管具有极低的导通电阻从而降低了隔离这个部分的损耗。仿真与实验结果均证明了此设计方案的正确性与可行性。关键词：二极管隔离，同步整流，电池包并联，MOS管中图分类号：TM91ResearchonaparalleltechnologyofMultiBatteryPackWangXianjiang1,2HuZhengying1ShiYu2（1.EDANInstruments,INC.Shenzhen518067China2.UniversityofElectronicScienceandTechnologyofChinaChengdu,610054China)AbstractInordertoimprovethecapacityandreliableofbatterysystemusingparallelwithmultiplebatterypack.However,thetwosourcescouldnotparallelintheory.Atthesametime,Inordertoachievethemutualindependencebetweeneachbatterypacksusingadiodeinserieswiththebatterypacktoachieveisolation.Inordertoreducethepowerlossbyusingtheisolationdiode,Thispaperanalyzestheapplicationofsynchronousrectificationinswitchingpowersupplyandcombinedwithitscontroltheory,usingtheMOSinsteadoftheisolationdiodeandbuildacorrespondingcircuittocontroltheMOSturnedonandoff.Achievedthesameeffectcompareusingtheisolationdiode.Atthesametime,becausetheMOStransistorwithlowon-resistancesoreducethepowerlossoftheoriginaldiodeisolateinsystem.Thesimulationandexperimentalresultsprovethecorrectnessandfeasibilityofthisdesign.Keywords：Diodeisolation,synchronousrectification,batterypackparallel,MOStub1引言随着人类对科技的应用，特别是对移动电子设施/设备性能的大力需求，电动汽车（特斯拉ModelS、BYDE6等）、电动摩托车这些设备对电池容量的巨大需求是单一的电池包难以处理的，这就不得不进行电池包的并联使用。有采用将多个电池包内阻配对直接进行并联的，随着使用时间的推移，这样会出现电池包之间相互充电的情况，而且当一个电池包损坏时将导致整个电池包损坏。另一种方式更为妥当的方式是采用在每一个电池包中串联一个二极管后，再进行并联。这样可以防止电池包之间相互充电，而且可以实现并联电池包之间的有效隔离，如图1（a）所示。由于二极管在导通过程中存在一定的导通压降，且其压降随着导通电流的上升呈上升趋势，如图1（b）所示。(a)多电池包并联时采用二极管进行隔离(b)二极管正向压降与导通电流的关系曲线图1多电池包并联时采用二极管进行隔离Fig.1Multiplebatterypackusingthediodeinparallelisolation其功率损耗如式（1）所示，其中Pd为二极管所损失功率，Ud为二极管正向导通压降，Id为二极管流过的正向电流。dddPUI（1）这必然导致电池能量的浪费，而且会产生大量的热量。在大容量应用系统中，这部分的能量损失是相当巨大的。为了降低这个部分的功率损失，即二极管实现电池包隔离所带来的功率损失问题。本文通过对开关电源技术中同步整流的需求以及其技术原理出发，通过对一些经典的同步整流控制芯片（如IR11662）的控制模式进行分析，总结其控制过程以及算法。并根据这些理论结合多电池包并联技术中二极管的应用，将开关电源中同步整流的控制技术整合到多电池包并联电路中。通过使用MOS管以达到更低的导通压降从而降低传统二极管隔离所带来的功率损失，提高了电池的利用率，最后通过仿真与实验证明本文提出理论的合理性和正确性。2多电池包并联电路的理论分析与实现方案2.1理论分析在开关电源中为了降低次级侧整流二极管导通压降从而提高整个变换器的转换效率[1]，引入了使用MOS管来代替二极管的同步整流思想。同步整流技术利用MOSFET极低的导通电阻来降低整流部分二极管的导通压降，从而很大程度上降低了整流部分的损耗。因此提高了开关电源的转换效率。其功率损失如式（2）所示，其中PQ为MOS管的功率损耗，UQ为MOS管的正向导通压降，IQ为MOS管的正向电流，RON为MOS管的导通电阻。从式（2）可以看出，MOS管的导通电阻越小其功率损失越低。2QQQONQPUIRI（2）在多电池包并联系统中二极管隔离面临着与开关电源中同样的问题，即二极管极高的导通压降降低了效率。通过对相关文献的查阅，几乎很多的同步整流控制芯片都是使用NMOS来进行同步整流，并将NMOS放于接地端，这样便于对NMOS管进行驱动。如IR公司的同步整流芯片IR11662，其具体应用电路如图2(a)所示。工作于反激模式下的高频变压器初级开关管关闭时，高频变压器次级侧将产生正向电压，此电压通过负载与Q1形成电流回路，当电流流过Q1的体二极管时必将产生一个电压。结合IR11662的工作时序如图2(b)所示，如果产生的电压降小于VTH2将开启NMOS管Q1，为了防止出现误触发加入了一个延时确认时间MOT。如果负载电流较小时，在NMOS管导通电阻上产生的电压也将降低，如果此电压值大于VTH1时，NMOS管将关闭。(a)IR11662应用电路原理图(b)IR11662工作时序图2同步整流控制芯片IR11662Fig.2SynchronousrectifiercontrolICIR11662当高频变压器初级侧开关打开时，高频变压器次级侧将产生反向电压，如果此反向电压值大于VTH3将对整个控制进行复位，以进行下一个周期的判定。2.2实现方案结合上述同步整流的设计思想，使用NMOS管来进行控制，由于驱动方面的原因将NMOS管串接在电源的负与系统的输出地之间。结合图1所示的电池并联系统，我们要对电池进行充电，而在开关电源的同步整流中不需要对变压器次级进行充电处理。所以从传统的多电池组并联系统来分析[2]，我们应该把开关管串接在电源的正极与系统的输出正之间以代替二极管进行工作，NMOS管会涉及到驱动部分的问题，为了避免这个问题选用PMOS管来进行处理。可是市面上没有针对PMOS管而专门设计的同步整流芯片，而且电池并联系统的工作原理与开关电源中的同步整流还是存在一定的区别。鉴于此，我们结合实际情况设计了一套控制电路，电路框图如图3(a)所示。(a)多电池并联电路结构框图(b)多电池并联控制原理图3多电池并联电路Fig.3Multi-cellparallelcircuit图3（a）中电池包BT1通过开关管与系统总线电源VCC-Bus相连，系统电源从系统总线电源VCC-Bus获取电能为驱动部分以及控制系统部分控制所需要的电压。如果直接对PMOS管的D、S两端进行采样，轻载时开关管关闭时会采样到0.7V左右的电压值会打开开关管，采样值会降得相当低，又会关闭开关管，反复循环从而引发振荡。为了保证较好的线性度使用小阻值功率电阻对输出电流进行采样，放大一定的倍数后送到控制系统进行处理。控制系统通过对采样得到的电流值进行判定从而决定输出高、低电平，并通过驱动来控制开关管的开启与关闭。其控制原理如图3（b）所示。具体程序控制流程图如图4(a)所示，当输出电流大于Io2时开启开关管，当输出电流小于Io1时关闭开关管通过体二极管向系统总线供电。避免开关管开启出现电池之间的相互充电从而浪费电能。为了防止出现开关信号的跳动从而引入磁滞回控制，具体的磁滞回线如图4(b)所示。(a)程序控制流程图(b)控制磁滞回线图4并联电路控制流程Fig.4Parallelcircuitcontrolprocess3实际应用电路参数设计根据上述的设计思想以及描述，对两个电池包进行并联设计。两个电池包电压均为：14.8V，容量均为：2200mA。由于两个并联电路模块均相同，所以仅画出其中一个并联电路的模块电路原理图。电路原理图如图5所示，其中图5（a）为其开关管、驱动、电流取样、控制系统的电路原理图，图5（b）为其系统电源部分电路原理图。(a)并联电路驱动、电流取样、控制系统的电路原理图(b)并联电路系统电源原理图图5并联电路原理图Fig.5Parallelcircuitschematics3.1功率部分参数设计并联电路中，功率部分主要由两个器件构成，即P沟道的增强型MOS管Q1以及电流测量电阻R1。为了尽可能地降低导通损耗，所以PMOS管的选取除了要考虑其耐压、正向电流以外，还必须要求具有较低的导通电阻。综上因素，选择Si7463ADP，其耐压值为40V，导通电阻0.01欧(VGS=-10V时)，正向电流46A。电阻R1的取值为0.005欧，功率为2W，精度1%，即总导通电阻为0.015欧。3.2控制部分电路设计根据上一个部分的描述，如图5所示，控制部分主要由电流取样部分、控制部分、驱动部分以及系统电源部分构成。电流取样部分，选用MAX9938T高精度差分放大器将电流取样电阻R1两端的电压作差并放大25倍送往控制系统中进行比较。控制部分由两个部分构成，其中电压比较部分由LM393构成两个电压比较器，这两个比较器的一个同相输入与另一个反相输入信号均来自电流取样部分的输出。从而判定输出电流是大于IO2还是小于IO1。而比较器LM393输入的参考基准电压Vref_1、Vref_2来自系统电源。控制部分中的RS触发器由或非门74LS02构成，主要是将电压比较器输出的两个信号R、S用来实现对RS比较器输出置位与清零。即当输出电流大于IO2时，RS触发器输出置位1；当输出电流小于IO1时，RS触发器输出清零。由于RS触发器输出的信号不足以让PMOS完全实现关闭以及导通，所以引入驱动部分，驱动部分由Q2的NMOS管2N7002、10K电阻R4、20K电流采样IoIo1?EN=0IoIo2?EN=1YYNN电阻R2构成。当RS触发器输出置1时，开关管Q2导通，电阻R2的与开关管Q1栅极相连的一端被拉到地，VGS呈负压，且大于其门限电压，开关管Q1导通；反之，开关管Q1截止。图5（b）所示的系统电源部分将并联总线电压VCC-BUS通过线性降压器LP2950-5.0降压成5.0V的输出，以提供给控制部分比较器、触发器的电源，同时通过一个TL431再次降压成2.50V作为更稳定的基准电压。通过电阻R8与R9对此2.5V电压进行分压得到Vref_1送到比较器中作为清零比较，如式（3）所示。9_12.5089RVrefVR