一种用于适合于驱动开关谐振电路的控制设备的振荡器的集成电路

1权利要求书EIF1013371、用于振荡器（101）的集成电路（103），该振荡器（101）适于驱动开关谐振变换器的控制设备（100），所述变换器包括适于驱动谐振负载（Cr，20）的开关电路（Q1-Q2），所述谐振负载包括至少一个变压器（20），该变压器（20）具有至少一个初级绕组（L1）以及至少一个次级绕组（L2），所述控制设备适于驱动所述开关电路，所述变换器适于将输入信号（Vin）变换为输出信号（Vout），所述集成电路包括第一装置（Q20,Q3-Q7,113-115），该第一装置（Q20,Q3-Q7,113-115）适于通过第一电流信号（Ic+ip(t)）对电容（Ct）充电和放电，以使得所述电容端子上的电压（Vct）在第一（Vv）和第二（Vp）参考电压之间，其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压，所述电流信号（Ic+ip(t)）包括第二电流信号（Ic），第二电流信号（Ic）表示控制变换器输出信号（Vout）的反馈环，其特征在于，其包括第二装置（110），该第二装置（110）适于对代表了在初级绕组（L1）中传递的电流（Ir）的信号（Vs）进行整流，所述第一电流信号（Ic+ip(t)）包括第三电流信号（ip(t)），该第三电流信号（ip(t)）与该整流后的信号（Vsref）成比例。2、根据权利要求1的集成电路，其特征在于所述第三电流信号（ip(t)）是整流后的信号，以及所述第一电流信号是所述第二（Ic）和所述第三（ip(t)）电流信号的总和。3、根据权利要求1的集成电路，其特征在于其包括另一装置（116），该另一装置（116）适于将所述整流后的信号乘以代表了变换器的输入信号（Vin）的信号（Vi），所述第三电流信号是所述另一装置（116）的输出处的电流信号，以及所述第一电流信号是所述第二（Ic）和所述第三（ip(t)）电流信号的总和。4、根据权利要求1的集成电路，其特征在于第一装置（Q20,Q3-Q7,113-115）包括第一电流镜电路（Q20,Q3,Q4）和第二电流镜电路（Q5,Q6），第一电流镜电路（Q20,Q3,Q4）适于采用所述第一电流信号（Ic+ip(t)）对所述电容进行充电，第二电流镜电路（Q5,Q6）适于采用具有基本上等于所述第一电流信号（Ic+ip(t)）的值的电流对所述电容放电，第一（114）和第二（115）比较器适于将所述电容的端子上的电压（Vct）与第一（Vv）和第二（Vp）参考电压分别进行比较，所述比较器的输出是置位复位触发器（113）的置位和复位输入，置位复位触发器（113）的输出控制开关（Q7），该开关（Q7）适于响应于置位复位触发器输出处的所述信号激活或者去激活所述第二电流镜电路（Q5,Q6）。5、根据权利要求1的集成电路，其特征在于所述电容（Ct）在集成电路内部。6、根据权利要求1的集成电路，其特征在于所述电容（Ct）在集成电路外部。7、适于驱动开关谐振变换器的控制设备（100）的振荡器（101），所述变换器包括适于驱动谐振负载（Cr，20）的开关电路（Q1-Q2），所述谐振负载包括至2少一个变压器（20），该变压器（20）具有至少一个初级绕组（L1）以及至少一个次级绕组（L2），所述控制设备适于驱动所述开关电路，所述变换器适于将输入信号（Vin）变换为输出信号（Vout），所述振荡器包括在权利要求1-4中任一个权利要求所限定的集成电路（103），以及所述电容（Ct）在集成电路外部。8、用于开关谐振变换器的控制设备（100），所述变换器包括适于驱动谐振负载（Cr，20）的开关电路（Q1-Q2），所述谐振负载包括至少一个变压器（20），该变压器（20）具有至少一个初级绕组（L1）以及至少一个次级绕组（L2），所述控制设备适于驱动所述开关电路，所述变换器适于将输入信号（Vin）变换为输出信号（Vout），所述设备包括权利要求7所限定的振荡器（101），以及适于响应于来自所述振荡器的输出信号（Vct）以驱动所述开关电路（Q1-Q2）的其他装置（102）。9、用于开关谐振变换器的集成设备（U1），所述变换器包括适于驱动谐振负载（Cr，20）的开关电路（Q1-Q2），所述谐振负载包括至少一个变压器（20），该变压器（20）具有至少一个初级绕组（L1）以及至少一个次级绕组（L2），所述控制设备适于驱动所述开关电路，所述变换器适于将输入信号（Vin）变换为输出信号（Vout），所述设备包括在权利要求1-6中任一个权利要求所限定的集成电路（103），以及适于响应于来自所述集成电路的输出信号（Vct）以驱动所述开关电路（Q1-Q2）的其他装置（102）。3摘要EIF101337一种用于适合于驱动开关谐振电路的控制设备的振荡器的集成电路描述了一种用于振荡器（101）的集成电路（103），该振荡器（101）适于驱动开关谐振变换器的控制设备（100），所述变换器包括适于驱动谐振负载（Cr，20）的开关电路（Q1-Q2），所述谐振负载包括至少一个变压器（20），该变压器（20）具有至少一个初级绕组（L1）以及至少一个次级绕组（L2），所述控制设备适于驱动所述开关电路，所述变换器适于将输入信号（Vin）变换为输出信号（Vout），所述集成电路包括第一装置（Q20,Q3-Q7,113-115），该第一装置（Q20,Q3-Q7,113-115）适于通过第一电流信号（Ic+ip(t)）对电容（Ct）充电和放电，以使得所述电容端子上的电压（Vct）在第一（Vv）和第二（Vp）参考电压之间，其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压，所述电流信号（Ic+ip(t)）包括第二电流信号（Ic），第二电流信号（Ic）表示控制变换器输出信号（Vout）的反馈环，该集成电路包括第二装置（110），该第二装置（110）适于对代表了在初级绕组（L1）中传递的电流（Ir）的信号（Vs）进行整流，所述第一电流信号（Ic+ip(t)）包括第三电流信号（ip(t)），该第三电流信号（ip(t)）与该整流后的信号成比例。（图3）1说明书EIF101337一种用于适合于驱动开关谐振电路的控制设备的振荡器的集成电路本发明涉及一种用于振荡器的集成电路，该振荡器适合于驱动开关谐振电路的控制设备。在现有技术中已知强迫开关变换器（开关变换器），其具有用于控制其的设备。谐振变换器是强迫开关变换器其中的一个大范围，其特征在于谐振电路的存在扮演着决定输入-输出功率流的一个主动角色。在这些变换器中，由直流电压供电的包括4（2）个功率开关（典型的为功率MOSFET）的桥（半桥）产生电压方波，该电压方波施加至调制至所述方波基频的频率的谐振电路。由此，由于其选择的特性，谐振电路主要响应于基频分量而忽略方波的更高次谐波。这导致了传递的功率可通过改变其占空比保持恒定为50%的方波的频率来调制。而且，依赖于谐振电路配置，相关于功率流的电流和/或电压具有正弦或分段正弦的形状。这些电压被整流以及滤波，从而向负载提供dc功率。在离线应用中，遵照安全性规定，供电至负载的整流和滤波系统通过变压器耦合至谐振电路，该变压器提供电源与负载之间的隔离，这是由上述提及的规定所要求的。在所有隔离网络变换器中，同样也在这种情况中，连接至输入电源的初级侧（涉及变压器的初级绕组）以及通过整流和滤波系统向负载提供功率的次级侧（涉及变压器的次级绕组）之间具有区别。目前，在很多类型的谐振变换器中，被称为LLC谐振变换器的谐振变换器被广泛应用，特别是以半桥拓扑的结构。源自该谐振变换器的指定LLC采用两个电感（L）和一个电容（C）；图1示出了LLC谐振变换器的一个基本结构。谐振变换器1包括由驱动电路3驱动的位于输入电压Vin和地GND之间的晶体管Q1和Q3的半桥。在晶体管Q1和Q2之间的公共端点HB连接至电路块2，该电路块2包括串联的电容Cr，电感Ls以及另一个与具有中间抽头次级的变压器10并联的电感Lp。变压器的中间抽头次级的两个绕组连接至两个二极管D1和D2的正极，两个二极管D1和D2的负极都连接至并联的电容Cout和电阻Rout；在并联的Cout和Rout两端的电压就是谐振变换器的输出电压Vout，同2时dc输出电流Iout流经Rout。谐振变换器相比于传统的开关变换器（非谐振变换器，典型的为PWM-脉宽调制-控制）具有显著的优势：不具有陡峭边缘的波形，由于其“软”开关而带来的功率开关的低开关损耗，高转换效率（可轻易达到95%以上），能够运行在高频，低EMI（电磁干扰）产生，以及，最终，高功率密度（即，能够建立具有在相对小的空间处理很大的功率等级的能力的变换系统）。在大多数dc-dc变换器中，闭环、负反馈控制系统使得变换器的输出电压在改变运行条件的情况下保持恒定，运行条件，即，其输入电压Vin和/或输出电流Iout。这是通过将输出电压的一部分与参考电压Vref进行比较来实现的。由输出电压传感系统（通常为电阻分压器）提供的值与参考值之间的差分或误差信号Er通过误差放大器放大。其输出Vc调制变换器中的量x，其中在每个开关周期期间该变换器承载的能量基本上依赖于该量x。由上述讨论的，在谐振电路中这样的一个重要的量是激励谐振电路的方波的开关频率。在所有的dc-dc变换器的控制系统中，误差放大器的频率响应应当被恰当的设计以确保：-稳定的控制环（即，在变换器的运行条件扰动的情况下，一旦由该扰动导致的瞬态结束，输出电压倾向于恢复到接近于扰动之前的稳定状态值）；-高的稳压性（即，输出电压在扰动之后恢复到的新的恒定值极为接近扰动之前的值）；-好的动态性能（即，在扰动随后的瞬态期间，输出电压不会相对于期望值具有很大的偏差并且瞬态很短）。上述提及的控制目标可被表述为控制环的传递函数的一些特征量，例如，带宽、相位裕度、dc增益。在dc-dc变换器中，这些目标可通过作用于误差放大器的频率响应、调节其增益以及传统的安排其传递函数的极点和零点（频率补偿）来实现。这通常通过采用包括电阻和连接至电阻的具有合适值的电容的无源网络来实现。但是，为了确定频率补偿以获得控制环的传递函数的期望特征，必须要已知调节器增益，即控制电压Vc转换到控制量x的系统增益，以及变换器本身相对于量x的频率响应。调节器增益通常不依赖于频率，并且在控制集成电路中固定。3虽然dc-dc变换器由于开关动作为强非线性系统，但在合适的近似以及某种假定下，其频率响应可由与线性网络相同的方式来描述以及表示，由此，可由以增益、零点和极点为特征的传递函数来描述以及表示。该传递函数关键的依赖于变换器的拓扑，即，在其运行模式下处理功率的元件的共同配置，以及依赖于有控制环控制的量x，其中该运行模式即在每个开关周期，在磁性部件中存在连续电流传递（连续电流模式，CCM）或者不存在连续电流传递（不连续电流模式，DCM）。虽然在PWM变换器中，通常采用不同的控制方法-传统的，在谐振变换器中，被用于控制变换器的量为施加至谐振电路的方波的开关频率。在所有的用于市场上可获得的dc-dc谐振变换器的集成控制电路，其控制直接作用于半桥的谐振频率（直接频率控制，DFC）上。图2示出了用于该类型的谐振变换器的控制系统。在次级侧的误差放大器4，在其输入的反相端具有输出电压Vout的一部分，以及在非反相端具有参考电压Vref，其输出通过光耦5传输至初级侧以确保由安全规定要求的初级-次级隔离，并且该输出作用于控制集成电路30中的压控振荡器（VCO）6或者电流控制振荡器（ICO）。这种类型的控制带来两类问题。第一类涉及，不同于PWM变换器，由增益、极点和零点表述的用于谐振变换器的动态小信号模型并不已知的事实（仅具有不可靠的实际应用的一些近似形式）。换句话说，不知功率级的传递函数。第二类问题涉及，根据基于仿真的研究结果，所述功率级的传递函数显示出强可变dc增益，极点的数量依赖于运行点从一个至三个变化并且具有非常易变的位置的事实。最后，由于输出电容，存在一个零点。大增益变换以及高可变性极点配置导致反馈控制环的频率补偿极为困难。这导致，实际上不可能获得在所有运行条件下的最优瞬态响应，并且需要在稳定性和动态性能之间具有极