EPIRB测试方案v2.10

EPIRB信号测试仪设计方案（成都爱科特科技发展有限公司）1、设计目标应急示位标（EPIRB）系统长期暴露于恶劣的气象环境下，需要适当的测试和维护来保证系统可靠性，否则系统可靠性难以保证，但是EPIRB设备的测试和维护周期很长，目前只是有船检部门作年度检测，而设备的检测周期太长导致设备的可靠性存在很大的隐患。本项目的目的是研究设计一种低成本的检测设备，可供船舶作EPIRB设备的日常检测和维护使用，称作EPIRB信号测试仪，其基本原理是接收EPIRB发射的无线电信号，采用数字中频解调技术进行解调，对协议数据进行解析，并进行测试结果输出，以检测其是否处于正常工作状态。中频接收机ADC协议解析数字解调测试结果输出ARM图1EPIRB信号测试仪原理框图EPIRB信号测试仪的功能是接收EPIRB发送的信号，完成有关检测工作。信号测试仪基于软件无线电思想，采用数字化方案，在中频上对信号进行数字化，然后采用ARM完成后续的频率测量、信号解调和协议解析工作。EPIRB信号测试原理方案框图如图1所示。其主要有三部分组成，中频接收、数据采集及基于ARM实现的信号载频测量、解调与协议解析。本方案主要关注中频采集后的信号载频测量、解调算法和协议解析技术（图1的虚线部分），从解调算法、中频频率识别、数字本振设计、数字滤波器设计和抽样判决等方面进行了分析。2、EPIRB信号技术参数2.1主要技术指标发射频率：406.0222MHzKHz±，406.0252MHzKHz±，406.0282MHzKHz±，406.0372MHzKHz±，406.0402MHzKHz±(2013年后启用)；目前EPRIB信号同时存在多种频率。频率稳定度：中期910-£，长期9310-４；发射功率：52(3539)WdBmdBm±；发射重复周期：47.552.5s-；每周期发射报文总时间：短电文：4401%ms±，长电文：5201%ms±；无调制载波时间：1601%ms±，其包含在报文总时间内；码元传输速率：4001%bps±；位同步：15个1。帧同步：正常工作模式：000101111，测试/检验模式：011010000；短电文包括112位码元，长电文包括144位码元。其可以分为5个部分：(l)系统码元：bl-b24是15位系统位同步和9位帧同步。(2)受保护的第一数据段码元：b25-b85，总共61位。其中，b25表明指示电文格式（1：长电文格式，0：短电文格式）(3)受保护的第一数据段BCH校验码：b86-b106位，是BCH(82,61)码，总共21位，用于校验b25-b106共82位数据，能够校验3位错误。(4)随后的内容定义随长、短电文格式而变化。长电文：b107-b132受保护的第二段数据段码元。短电文：b107-bll2为不受保护的数据段码元。(5)对于长电文的最后12位比特数据，b133-bl44是BCH(63,51)码，用于校验该段的38位数据，能够校验出2个码元数据错误。2.2双相L调制方式COSPAS-SARSAT系统无线电信标发射的信号是经过调制的信号，采用1.1rad±双相L调制方式。双相L调制方式实质是一种二进制移相键控的调制方式，和一般2PSK的0和180的调制方式有所不同。双相L调制方式是采用1.1(63)rad+和1.1(63)rad--的编码调制方式。双相L调制信号波形示意图如图2所示：Bitperiod111+1.1rad-1.1rad001000图2双相L调制示意图3、数字接收机方案设计理想的软件无线电的基本思想通常是采用宽带A/D直接对射频信号采样，模拟体系结构中的所有处理环节均采用数字化方式进行处理，用软件方式实现各种功能。该体系结构通常包括高速高精度ADC器件、FPGA芯片、高速DSP芯片及各种算法软件。实际应用中，受到器件发展水平的限制，对射频信号直接采样还是有很大困难。软件无线电另一种方案是在中频对模拟信号进行采样，得到的数据即是数字信号，再通过数字下变频技术将中频数字信号变换到基带进行处理，也称为数字化中频接收机。卫星EPIRB的工作频率在406MHz-406.1MHz中的某些频点上，信号调制方式为双相L调制方式，采用射频直接采样方案的接收机方案实现成本比较高，一般中频数字接收机方案，如图3所示。选频低放中放ADCLPFLPFPD判决协议解析测试结果输出0cos()isnT0sin()isnT()cos(())sisssnTanTnT数字接收机信号处理图3中频数字接收机系统总体结构图本振采用406MHz，则中频放大器输出为士0.5V的中频信号，频率为22KHz、25KHz、28KHz、37KHz和40KHz。该中频信号被采样后进行数字解调、零中频处理后进行协议解析，最后进行测试报告输出。在对中频信号进行低通采样时，考虑到A/D转换器的量化噪声以及系统噪声等因素的影响，采用的采样频率要高于Nyquist频率，从而降低了系统对低通滤波器的要求。码元传输速率400bps，被双相L调制后等效为800bps，信号带宽为800Hz。中频最高信号频率不超过40KHz。文献表明可以采用128KHz的ADC采样速率。采用的正交解调基本算法原理如下。A/D输出的中频采样信号可表示为：()cos(())sisssnTanTnTwf=+式中()nTsf为调制相位，取值为士63度。设本地载波信号0cos()lsnTwf+，0sin()lsnTwf+，则混频后输出为：1000()cos(())cos()[cos(()())cos(())()]2isslsilssilssInanTnTnTanTnTnTnTwfwfwwffwwff=++=-+-++++1000()cos(())sin()[sin(()())sin(())()]2isslsilssilssQnanTnTnTanTnTnTnTwfwfwwffwwff=++=-+-++++经低通滤波器消除高频分量得：0()cos(())2ssaInnTnTwdff=+-0()sin(())2ssaQnnTnTwdff=+-式中ilwdww=-。PD解调输出10()()()ssQnnTtgnTInwfdf-=-+显然，根据上式获得正确的解调输出，理想情况下则要求：当()63snTf=时，06327snTwdf--当()63snTf=-时，02763snTwdf--以确保1()()QntgIn-在单值区间。综合上面条件，则要求相位误差02727snTwdf--当采用载波跟踪技术，则意味着00snTwdf-?，相当于0wd»，NCO产生的信号输出为0cos()isnTwf+，0sin()isnTwf+，其与中频采样信号经正交混频、低通滤波后输出为()cos()2saInnTf=()sin()2saQnnTf=I、Q两路信号经PD后得到解调输出1()()()sQnnTtgInf-=通常的信号处理器方案是基于高速DSP来实现的，尤其在实时性场合，可能需要FPGA+DSP组合方案。对于本方案，由于信号处理不作实时性要求，因此可以降低信号处理速度的要求，采用基于ARM的信号处理方案。基于ARM的信号处理方案内容如下：首先用AD转换器采样数据，并存储在ARM的外部存储中，待EPIRB的发射完全部信号后，读出外部存储中的数据序列，最后由ARM进行数字解调和信息解译处理。由于信号处理是非实时，ARM选型时对速度要求不高；对于非实时性应用，主要问题是数据采集存储容量问题。若AD量化的位数是8位，则本方案所需的外部存储空间为5208smsfbits创，约为533K，大多数ARM都能满足要求。外部存储ARM显示A/D键盘UART图4基于ARM的信号处理方案3.1数字接收机的解调数字相干解调和模拟信号相干解调原理基本相同。在模拟解调电路中，采用同频同相的本地载波解调，当本地载波性能达不到解调要求时，解调输出有可能失真。数字相干解调法采用数字相干解调法，克服了模拟信号相干解调的这一缺点，因此，一般采用数字相干解调法作为软件无线电的基本解调方法。正交解调方法是常用的数字相干解调法，通过对调制信号进行正交分解，得到同相和正交分量，对同相分量和正交分量进行相应的解调算法，得到原始码元。对于差分解调算法，由于初相被差分掉，因此，相干解调则要求载频相干，而对相位无要求。3.1正交解调算法LPFLPFPD判决0cos()isnT0sin()isnT()cos(())sisssnTanTnTFFT+Costas环NCOM↑M↑图5正交解调原理框图根据前面讨论的基本正交解调算法对双相L信号进行解调，其困难在于数字载波提取。实际上由EPIRB信号特点，本文考虑采用相位差分方法解调，基本要求简化为只需载频同步，这可由FFT算法+Costas环完成。3.2载频同步算法由于随着用户数量的增加，EPIRB发射信号的频带范围变宽，会导致跟踪精度的降低和锁定频率时间的加长，甚至捕获失败。可以先进行FFT粗略测频，将粗测频率作为软件Costas环的中心频率，减小初始、频差，在较小的噪声带宽下，也能获得高精度的载频，有利于信号频率的测量的方法，其流程如图6所示。输入数据I，Q两路数据计算相位误差控制信号NCO调整FFT取峰值频率图6FFT与Costas环算法流程输入信号为中频采样后的数字信号，对信号先进行512点的FFT运算，粗略计算信号导频部分的频率。将此频率作为NCO的初始中心频率，与输入信号混频后通过低通滤波，读取I／Q路的基带数据，通过公式(4)计算出相位误差，产生控制信号，调整NCO的输出值，进入下次循环。整个过程中，对于每一个子帧数据只进行一次FFT运算。利用Matlab进行仿真结果和分析如下：信号的载频F=406.0255MHz，码元速率为400bit／s，噪声为加性高斯白噪声。，采用数字下变频处理，将406.0255MHz的频率与中频406MHz混频后，通过低通滤波器，降低中频到2.55kHz。粗测频时，DFT采用512点的FFT，测得频率值为25488Hz，将此作为Costas环中NCO的初始频率。载波的频率跟踪结果如图7所示。从图7可知，采用FFT先粗略的测量频率，估计出当前EPIRB信号所处的信道，然后采用二阶的软件Costas环跟踪载波，缩短了锁相环的捕获时间，在100ms之后完全跟踪上了信号导频阶段的载频。从100ms到160ms的时间间隔中，由于锁相环进入稳定状态，对NCO的输出频率求平均值，可以计算出载频的平均频率。在160ms以后，出现了调制数据，此时可以通过软件Costas环解调出数据码元。有文献给出测频结果如表1所示。01234567x104020406080100120140160180200f/HzFFT计算的频谱01002003004005006002.542.5422.5442.5462.5482.552.5522.5542.5562.5582.56x104t/msf/HzCostas环跟踪频率锁相环跟踪图7FFT+Costas环数字载波提取仿真结果由表1可知，软件Costas环在EPIRB信号导频阶段测量的频率精度明显高于FFT直接测量的精度。对于A，B，C和F信道中任意一个信号，FFT与Costas环相结合跟踪载频的方法，都能够较快地跟踪到载频信号，并且测得的频率精度较高。表14个信道下测得的频率值单位：MHz（据文献）信道标定频率FFT测频FFT+Costas环测频A406.0221406.022070406.022096B406.0255406.024882406.025499C406.0283406.028320406.028299F406.0371406.023709406.0371003.3正交解调的相位差分方法由前面的正交解调算法原理，PD解调输出为：10()()()sQnntgnTInwfdf-=-+显然有10(1)(1)(1)(1)sQnntgnTInwfdf---=--+-则相位差分为11()(1)()(1)()(1)sQnQnnnTtgtgInInwffd-----+=--令(