AC-DC

3.AC/DC变换3.1(传统)相控整流电路（Rectifier）目的：将AC→可调DC。主要类型：相控、斩控（PWM整流）。i2ThZTu1u2i0u0Th1ZTu1u2i21u0u2Th2i22i0Th1Zu1u2i2u0Th2i0TTh3Th4Th1Zu1u2i2u0D1i0TTh2D2Th1Zu1u2i2u0Th2i0TD1D2DTh1ZuAuBu0i0TTh4Th3Th6Th5Th2uCabc单相三相桥式3.1(传统)相控整流电路Th1Zu0i0Th4Th3Th6Th5Th2uauaubucubuabuacucbubauabucaubcuacuabuacucbubauabucaubcuac261211u0iTh1uGuTh1uφo601665544332三相桥式双反星型(低压大电流)改变触发脉冲位置(出发角)改变输出整流电压大小。触发脉冲形式：宽脉冲脉宽(70-80o，不多用);双窄脉冲(宽约20o相隔60o强触);高频脉冲列(常为10k左右,省去强触,可靠、数字触发)。功率因素λcosα,直流脉动6f0,网侧谐波奇次,大小随α↑而↑。有源逆变:α+β=180o,一般βmin30o(考虑重叠角等)TuAuBuC135462*********abcabc多相整流(12、18、36相)→多重化：多组三相桥串(并)获取高压(大电流)输出、低直流脉动、低网侧谐波→顺序控制:输出分为多段,不同段投入不同组,使α不致过大进一步减小谐波影响。3.1(传统)相控整流电路3.1.2相控(传统)整流的主要缺陷1.网侧功率因素低、谐波大相控整流电路功率因素：cos角。控制触发基波电流因子)(;II1尤其深控，α较大↑→cosα↓，μ↓(谐波增加)→λ降低。2.闭环系统难以实现快速调节SCR导通后失控,相邻两个转换点之间相隔：单相桥式电路10ms,三相桥式3.3ms,时滞在0～10ms(3.3ms)之间随机分布;为了抑制输出端纹波,一般带有较大输出滤波电容电感→电路难以对扰动做出快速反应。相控方式本身难以克服上述缺点。解决之道→PWM整流！3.AC/DC变换1.技术思路α相控：调节α斩控PWM调节占空比3.2PWM整流CrLrRC0D4T4T3D3D2T2T1D1abLsusuNu0isi02.电路拓扑及工作原理单相电压型为例电路拓扑如图：Ls:电路工作在Boost状态所需。Lr、Cr:滤除i0中二次谐波。3.2PWM整流CrLrRC0D4T4T3D3D2T2T1D1abLsusuNu0isi0工作原理：假设C0足够大，使得u0≡U0。(1)i00,us0(电源电压正半周)，D1、D4导通,uN=＋U0；i00,us0(电源电压负半周)，D2、D3导通，uN=－U0。此时Ls释放能量,与电源us一起向负载供电。(2)is0,D1、T2或T3、D4导通;is0,D2、T1或T4、D3导通,电源us沿Ls短路,此时uN=0,Ls储能,负载R则依靠C0放电维持。(3)i00,us0,T1、T4导通,uN=＋U0;i00,us0,T2、T3导通,uN=－U0。负载馈能,与电源us一起向Ls储能。U0－U0uNt由以上分析可见,电路工作在Boost状态。桥路的输入电压uN波形将如图所示。若uN波形是采用SPWM调制而成，uN中将含有很少的谐波成分。3.AC/DC变换3.对调制波的要求：）（一般交流等效内阻所示。可求得：据此可画得相量图如图的基波，则有：、分别为、假设有：）。（实现要求：设：ssssmNNNssssssNsNNsssssmsssmsLRRLtgtUuUILjIRUiuIUudtdiLiRutIitUu)sin(1sin,sin11111111111sIsU1NU1ssIR1ssILj进一步分析i0。忽略整流电路的内部损耗，则有：3.2PWM整流)2cos(cos2)]2cos([cos2sin)sin(00110011011001100011tIIUIUItUIUttUIUiUiuiiUiuommmsmNmmsmNmsmNsNsN令：行。源逆变工作状态交替进整流必定会在整流和有。因此，率因素所需的无功，以保证功侧流动，补充功率将从直流侧向交流，时段，直流分量中的谐波幅值②在的原因是为何在直流侧施加中含有二次谐波，这就可见：①输出电流。、PWM10cos0000smrrLiIiCLi3.AC/DC变换事实上，在电源电压us一定的情况下，改变uN1的幅值以及与us之间的相位差，可以得到PWM整流电路的不同工作状态，如下图所示：1sIsU1NU1ssIR1ssILj1sIsU1NU1ssIR1ssILj1sIsU1NU1ssIR1ssILj1sIsU1NU1ssIR1ssILj整流运行逆变运行SVG运行(StaticVarGenerator)任意容性(或感性)运行三相PWM整流电路分析类似，可参见有关文献。3.2PWM整流4.电路控制主要两类控制方案：(1)间接电流控制PI××RsωLs－－－＋0u0usu0utsintcosNu1Lsu1Ru1si0I又称幅相控制,优点:简单易实现。不足：(1)运算系根据系统的静态模型，动态性能欠缺。(2)运算使用电路参数,实际参数变化影响控制效果。构成控制结构。按照：LRsNUUUU3.AC/DC变换(2)直接电流控制PI×－0u0usi0usi0Isu直接电流控制结构简单，电流调节响应快，对扰动鲁棒性好，故应用较多。。跟踪开关管，强迫经滞环比较后直接控制再与实际电流，指令乘得到交流电流与交流输入测量电压相，指令幅值成正比的直流电流流调节得到与交流输入电比较后，经与实际电压直流给定电压ssssiiiiIuuPI000近多年对于三相PWM则多采用SVPWM。3.AC/DC变换3.3同步整流(SR:SynchronousRectifier)主要用于低压大电流集成电路中。如，现代高速集成电路的电源电压甚至降到1V以下。对于这种情况，即使采用SBD(SchottchBarrierDiode)作为整流管往往也难以满足要求，因为SBD通态压降约为0.3～0.6V：整流管承担了相对于电源电压的较大压降；整流效率极低，尤其是在高频的开关电源中。将功率MOS反接作为整流电路中的整流管→称为同步整流，可以较好解决低压大电流情况的上述问题，近多年被广为采用。以Intersil公司的型号为HUF67145P3的功率MOS为例：UDQ=30V,ID=75A，导通电阻Ron=4.5mΩ→假设用于输出电压2V,20A负载电流(输出功率40W),器件导通压降只有90mV:单管管压降占输出电压的0.5%;单管管耗1.8W:占输出功率的4.5%。若采用通态压降0.3V的SBD,管耗将达6W→单管管压降占输出电压的15%;单管管耗占输出功率的15%。现已开发出导通电阻Ron=1～2mΩ，电流却高达100A的专用MOS。3.3同步整流1.同步整流原理uGS=0UDSuGS1uGS2uGS3uGS3uGS2uGS1IDMOS的静态输出特性如图所示。正向使用时(漏源极电压为正)，栅极施加正向电压会形成导电通道，栅极不加电压或者施加反向电压则会使导电通道夹断。但MOS是逆导器件，反向使用时(漏源极电压为负)，栅极不加电压或者施加反向电压MOS也会导通。若栅极再施加正向电压,反而会拓宽导电通道，使导通电阻更小。如图,将MOS反接在半波整流电路中，即构成所谓同步整流电路。us0,使MOS的uGS0;us0,使MOS的uGS=0。uGS与us保持同步，故称同步整流。usu0u0ustt同步整流的技术关键是掌握好反接MOS的控制时序。若MOS开通过晚、关断过早，电流将流过体二极管，使导通损耗加大。若MOS开通过早、关断过晚，在桥臂回路中就可能形成桥臂断路。3.AC/DC变换2.典型同步整流电路及其控制时序EVT1VF1＋－VT1VF1(1)SR-BuckSR-Buck是SR在非隔离开关变换器中的典型应用，也是新一代微处理机电源电压调节器模块的基本拓扑。与传统Buck相比，滤波电感更小。美国IR、TI、Intersil公司2001年之后已相继推出用于20A以下的专用集成电路及网络处理单元。但是，如何进一步减小变换器损耗仍是热点话题。VT1VF1EVF1VT1＋－**输入电压较高时,应采用隔离式→取得合适的电压匹配,易于获得低压输出。美国弗吉尼亚电力电子中心早在1998就研究SR在Flyback中的应用，现已有不少型号的模块产品推出。现在主要研究话题:如何进一步减小体积、加大输出功率以及应用软开关等。(2)SR-Flyback3.3同步整流(3)SR-ForwardEVF1VT1＋－**VF2VT1VF1VF2此外尚有SR-半桥、SR-全桥等等，可参见有关文献不再多述。3.同步整流驱动方式主要有:自驱动(Self-driven:驱动信号来自电路自身中某一元件的电压或电流)、外(控制)驱动(External-drivenorcontrol-driven)；电压型、电流型驱动等。***VF1VF2SR全波VF1**VF2SR正激**VF1VF2SR倍流几种典型SR电路的电压型自驱动方式，驱动都直接取自变压器二次绕阻。3.AC/DC变换电压型自驱动尚有通过变压器耦合(驱动取自变压器副边另加的附加绕组)以及驱动取自滤波电感的电路等，可参阅有关文献，不再一一列举。电流型驱动使用相对较少，外驱动则有专门的驱动芯片，也不多贽述。自驱动尤其是电压型自驱动简单易行，但自驱动方式的驱动信号存在：易受变压器原边输入电压以及负载影响、开关管通断状态转换时有较大信号尖峰、变换器死区时段无法提供驱动信号等问题，故建议尽量选用外驱动方式。3.4倍流整流出于电隔离、尤其是电压匹配需要，DC/DC变换器常采用DC→逆变为AC→变压器变换→整流为DC的方案。且为提高功率密度，逆变频率较高(几十kHz)。整流采用桥式，导通元件较多→损耗较大。采用全波(推挽)，变压器需中间抽头。故低压大电流多用倍流整流。**VD1VD2usiD1iD2iL1iL2iLiLiCi0u0L1L2CRis倍流整流电路拓扑如图：图中,L1=L2。当us0:is→L1→负载→VD2构成回路(电源供能,L1储能)。同时,L2经负载→VD2构成回路释能,有is=iL1,iL=iL1+iL2。3.4倍流整流**VD1VD2usiD1iD2iL1iL2iLiLiCi0u0L1L2CRis当us0:is→L2→负载→VD1构成回路(电源供能,L2储能)。同时,L1经负载→VD1构成回路释能,有is=iL2,iL=iL1+iL2。。负半周变压器二次绕组电流负载电流)(,212121LLsLLLLLiiiiiiii因L1=L2,iL1、iL2在一个电源周期中的平均值相同，即：故称倍流整流。3.5电力电子电路瞬态变化过程分析方法)(sinttURidtdiLmTh1Zu1u2i2u0Th2i0TTh3Th4以单相桥式整流电路为例，假设电流连续。Th1、Th4导通，电路方程为：)2()(sinttURidtdiLmTh2、Th3导通，电路方程仍为：