晶闸管(可控硅)调压电路

2晶闸管调压电路2.3.1单相调压电路工作电路如图2.6（a）所示，R-L负载是交流调压器最一般化的负载。显然，两只晶闸管门极的起始控制点应分别定在电源电压每个半周的起始点，α的最大范围是0απ。正、负半周有相同的α角。在一个晶闸管导电时，它的管压降成为另一晶闸管的反向电压而截止。于是在一图2.6阻感负载单相交流调压电路[4]2个晶闸管导电时，电路工作情况和单相半波整流时相同，负载电流io的表达式即为下述微分方程式之解。tURidtdiLoosin21（2.12）解该方程得：tgtoetZUi)sin()[sin(21（2.13）t式中,2122])([LRZ；RLtg1；为晶闸管导通角。另一晶闸管导电时,情况完全相同，只是oi相位差180度。与单相半波整流不同的是,现在有两个晶闸管，分别在电源的正、负半周工作，所以每个晶闸管的导通角不可能大于180度，而单相半波整流时，视不同的，可大于180度。负载电流波形图2.6（a）所示。导通角可由边界条件求得。当t时，oi=0，将此条件代入式（2.13），得tge)sin()sin(（2.14）以为参变量，与间的关系为单相半波阻感负载时的普遍关系。现在，针对交流调压器，应附加o180的条件，于是得以为参变量的与的关系，如图3.2所示。图2.7单相交流调压器以ф为参变量的θ与α的关系曲线2图2.7中各曲线上o180的点都对应于，换句话说，把代入式（2.14）求得的每个晶闸管的导通角应为o180。如将代入式（2.13），得出oi的表达式只有稳态分量，即)sin(21tZUio（2.15）t另一半周的工作情况也完全相同，负载电流成为完全的正弦波，负载电路这时获得最大功率，相当于晶闸管此时已被短接。负载电流处于连续状态。可以认为，如果电流波形是在情况下的，oi既不连续，又非正弦。如果，要分两种情况来讨论：1）晶闸管门极用窄脉冲触发：图2.6（a）电路接通电源后，如果先触发VT1，且，则VT1的导通角，如图3.3所示。图2.8αф时阻感负载调压器的工作波形[4]2如果触发脉冲的宽度小于)(，则当VT1的电流下降到零时时，VT2的门极脉冲已经消失而无法导通。到第二个周期时，VT1又重复第一周期的工作，这样，电路如同R-L负载的半波整流情况，VT2始终不能导电，回路中将出现直流分量的电流。如果调压器的负载是变压器的一次绕组，则因其直流电阻很小，将引起很大的直流电流，使电路不能正常工作。为此，需采用宽脉冲或脉冲列（例如30KHZ）。2）晶闸管门极用宽脉冲或脉冲列触发：如果触发脉冲的宽度大于，见图2.8，VT1的，VT2可以在VT1之后接着导电，但VT2的起始导电角，所以VT2的导通角。从第二个周期开始，VT1的导通角逐渐减小，VT2的导通角将逐渐增大，直到两个晶闸管的时达到平衡，这时电路的工作状态与时相同。其所以会逐渐过渡到平衡状态，是因为VT1被首次触发后，电路的工作情况和两只晶闸管被短接时一样，电路的过渡过程和L-R负载的普通单相交流电路在t时合闸发生的过渡过程完全相同。该过度过程的电流解亦即式（2.13），电流解的适用区应改为t，当t时，电路达到稳态，式（2.13）中的指数项等于零，这时，电流表达式即式（2.15），也就是电路工作在的状态。通过理论分析，得出单相半波整流的感性负载，当=0、=o90时，它就是起动时最先导电的晶闸管可能到达的最大角。为使电路能起动，必须使晶闸管门极的触发脉冲宽度tt。还应注意，当时，从图2.6（g）可知，在VT1导电结束后即承受反向电压时，如门极脉冲宽度为，则VT1在承受反压的同时门极仍有电流，将引起VT1的反向漏电流增大；致使反向击穿电压降低，VT1管内损耗增大；结温上升等一系列弊病。因此，通常设计把两晶闸管的触发脉冲后沿固定在、2、3…处，而前沿在、+、2+…处，脉冲宽度随而变。这样，起动时必须是。一个周期内VT1导通输出的电压平均值为2)]cos([cos22)(sin22111UttdUUdT（2.16）一个周期内流过VT1电流平均值为)]cos([coscos221ZURUIdTdT（2.17）一个周期内VT1电流平均值的标么值为)]cos([coscos2121UZIIdTN（2.18）流过晶闸管的电流有效值为2121)}(])sin()[sin(21{2tdetZUItgtT（2.19）负载电流有效值为TtgtoItdetZUI2)}(])sin()[sin(1{22121（2.20）晶闸管电流有效值的标么值为12UZIITTN（2.21）由o180的条件和式（2.18）、式（2.21），可作出NI与和TNI与的关系曲线，如图3.4和图3.5所示。图2.9IN与α的关系曲线[4]图2.10ITN与α的关系曲线[4]2由图2.9和图2.10可计算单相调压器中每一个晶闸管电流的平均值dTI和有效值TI当o180时，，以此条件代入式（2.18），可求得NI的上限值，即318.01)]cos([coscos21)]cos([coscos21NI（2.22）用式（2.15）的标么值形式求其有效值，并计及o180、，可得TNI的上限值，即5.0)]()(sin21[)]()(sin21[212212tdttdtITN（2.23）2.3.2三相调压电路工作原理将三组反并联的晶闸管分别接至三相负载就形成了一个三相交流调压电路，此时的负载可以是星形或三角形连接。图2.11所示的是一个三相全波星形连接的调压电路。图2.11三相全波Y连接的调压电路[2]2（1）在此电路中由于没有中线，所以在工作时若要负载电流流通,至少需要两相构成通路。为此：三相电路中至少要有一相的正向晶闸管与另一相的反向晶闸管同时导通。（2）为了保证在电路起始工作时能使两个晶闸管同时导通，以及在感性负载与控制角较大时仍能保证不同相的正、反向两个晶闸管同时导通，所以如同三相全控桥式整流电路一样，要求采用60º的宽脉冲或双窄脉冲的触发方式。（3）为保证输出电压三相对称并有一定的调节范围，要求晶闸管的触发信号除了必须与相应的交流电源有一致的相序外，各触发信号之间还必须严格地保持一定的相位关系。从图的电路看，即要求A、B、C三相电路中正向晶闸管（即在交流电源为正半周时工作的晶闸管）的触发信号相位互差2л/3，三相电路中反向晶闸管（即在交流电源为负半周时工作的晶闸管）的触发信号相位也互差2л/3；但同一相中反并联着的两个正、反向晶闸管的触发脉冲相位应互差л。根据上面的讨论，因而可得出三相调压电路中各个晶闸管触发脉冲的序列应如图中1、2、3、4、5、6的次序，相临两个晶闸管的触发信号相位差为л/3。确定了触发脉冲序列的安排后，就可以讨论这个电路了。在这里我们也只讨论负载为阻感性负载时的情况。当三相调压电路的负载为阻感性负载时，分析工作很复杂。因为既要考虑到在线电压或相电压过零瞬间，晶闸管的导电并不停止，负载中仍有电流在流通；同时要记及三相电路工作的特点以及负载阻抗角的大小，它直接影响到每相电路导电的时间。这里根据一些典型的示波曲线进行分析。如前所述，当调压电路在三相电阻-电感负载下工作时，控制角α不能小于负载阻抗角φ，否则系统就工作在不可控的情况下。以图2.11所示的三相Y连接电路分析。当负载阻抗角φ与晶闸管控制角α有相等的数值时，以图2.12表示在α=φ=40º时的实验波形，它分别给出了三相负载相图2.12三相Y连接调压电路在R-L负载时的工作波形[2]2电压与相电流的波形。可以看到iA是落后于uAO40º的，但iA与uAO波形基本上连续，说明任何瞬间都有三个晶闸管导通，而负载上所得的电压是不可调的最大值。图中在α时刻以后，每隔60º都出现电压波形有缺口与电流波形振荡的现象，这正好是晶闸管关断的时刻。这是由于晶闸管不是理想的元件，它并不是在零电流时关断，而是在一个很小的反电流下才关断。所以在关断瞬间，储存在负载电路电感中的能量，将消耗在有电感和用来限制晶闸管电压变化率的RC吸收电路中（即与晶闸管并联的RC保护电路）。从而引起电流的振荡与电压波形的缺口。当然缺口的大小与电路元件的参数是关联的。例如在图2.12的ωt1时刻之前，由于三相晶闸管1、6、5都导通，电流从A、C相流向B相，此时三相电路在正常工作状态。到ωt=ωt1时刻，C相电流过零，5被关断，而2还未导通；此时只有A、B相形成电流回路，为维持原来的电流变化趋势，有如下的电路方程式：（2.24）当不记L作用时，在ωt1时刻Y连接电路中一相负载上的电压为uAB/2，显然它小于相电压。当记及L作用后，Y连接中点的电位也变了，对A相负载来说压降为dtdiLRiaaaa/，而B相则为dtdiLRiabba/，所以此时uAO减小了，uBO也更负了。其它晶闸管切换点上的波形分析同理。()()aaABaabLaLbaababdidiuiRReeiRRLLdtdt