第3章通信信号的发送

3.1通信信号的功率放大3.2谐振功率放大器3.3宽频带的功率合成(非谐振高频功率放大器)3.4倍频器3.5天线3.6实训:高频谐振功率放大器的仿真与性能分析第3章通信信号的发送3.1通信信号的功率放大高频功率放大器有三个主要任务：①输出足够的功率；②具有高效率的功率转换；③减小非线性失真。3.2谐振功率放大器3.2.1谐振功率放大器的基本工作原理1.工作原理谐振功率放大器的原理电路如图3.1所示。图3.1谐振功率放大器的原理电路iBiCRLCcCbubUBBUCCuBE＋－－＋uCEVLC－＋uoθ=180°，为甲类工作状态θ=90°，为乙类工作状态θ＜90°，为丙类工作状态图3.2所示工作波形表示了功率放大器工作在丙类状态。在丙类工作状态下，uBE=UBB+Ubmcosωt较小，且uBE＞Uon时才有集电极电流流过，故集电极耗散功率小、效率高。图3.1中，输出回路中用ＬＣ谐振电路作选频网络。这时，谐振功率放大器的输出电压接近余弦波电压，如图3.2(e)所示。由于晶体管工作在丙类状态，晶体管的集电极电流iC是一个周期性的余弦脉冲，用傅氏级数展开iC，则得iC=Ic0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…+Icnmcosnωt(3―1)图3.2谐振功率放大器各级电压和电流波形(a)(b)(c)(d)tiCUon转移特性0iCtttttUbm－uBEub－iCmaxUonUBBuBEiBiCuCEUCCUCEmin－－UbmUBB(e)2.电路的性能分析准线性折线分析法的条件如下：(1)忽略晶体管的高频效应。(2)输入和输出回路具有理想滤波特性。uBE=UBB+Ubmcosωt(3―2)uCE=UCC-Ucmcosωt(3―3)(3)晶体管的静态伏安特性可近似用折线表示。图3.3晶体管折线化后的转移特性曲线及ic电流tiC－iCmaxUBBuBEuBEiC00Uont0Ubm1)余弦脉冲分解图3.3所示是用晶体管折线化后的转移特性曲线绘出的丙类工作状态下的集电极电流脉冲波形，折线的斜率用G表示。设输入信号为ub=Ubmcosωt，发射结电压为uBE=UBB+Ubmcosωt,晶体管折线化后的转移特性为BEonBEon0uU()uU{BEonCGuUi(3―4)将uBE=UBB+Ubmcosωt代入上式，可得iC=G(UBB+Ubmcosωt-Uon)(3―5)由图3.3可得，当ωt=θ时，iC=0,代入式(3―5)，可求得0=G(UBB+Ubmcosθ-U)(3―6)cosarccosonBBbmonBBbmUUUUUU(3―7)(3―8)式(3―5)减式(3―6)，得iC=GUbm(cosωt-cosθ)(3―9)当ωt=0时,将iC=iCmax代入式(3―9)，可得iCmax=GUbm(1-cosθ)(3―10)式(3―9)与式(3―10)相比，可得maxcoscos1cosCCtii(3―11)式(3―11)是集电极余弦脉冲电流的解析表达式，它取决于脉冲高度iCmax和导通角θ。利用傅里叶级数将iC展开121coscos2coscosCcocmcmcnmcocmniIItItIntIInt(3―12)求得上式中各次谐波分量max0maxmax11maxmax2max11sincos()()21cos()1sincoscos()1cos()12sincossincoscos()(1)(1cos)()coCCCCcCCCcnCnCIidtiaiiIitdtaiinIintdtnnai(3―13)(3―14)(3―15)图3.4余弦脉冲分解系数1010232040608010012014016018000.10.20.30.40.50.6n,1/0/(°)放大器的输出功率Po等于集电极电流基波分量在有载谐振电阻RP上的功率，即2211111222cmoccmcPPUPIUIRR(3―16)集电极直流电源供给功率PDC等于集电极电流直流分量与UCC的乘积0DCCCcPUI(3―17)放大器集电极效率等于输出功率与直流电源供给功率之比，即111011()1()22()2ocmccDCCCcoPUIagPUIa(3―18)由式(3―18)可求得不同工作状态下放大器效率分别为：甲类工作状态，θ=180°，g1(θ)=1，ηc=50%；乙类工作状态，θ=90°，g1(θ)=1.57，ηc=78.5%；丙类工作状态，θ=60°，g1(θ)=1.8，ηc=90%2)导通角的选择(1)等幅波功率放大。(2)调幅波功率放大。Ic1=iCmaxα1(θ)=GUbm(1-cosθ)α1(θ)(3)ｎ次谐波倍频。120onn3.2.2谐振功率放大器的工作状态分析1.谐振功率放大器的动态线当放大器工作在谐振状态时，由图3.5可得，电路的外部关系uBE=UBB+UbmcosωtuCE=UCC-Ucmcosωt由上两式可得CCCEBEBBbmcmUuuUUU(3―19)将式(3―19)代入式(3―4)，得动态线方程式()CCCECcBBbmoncmUuiGUUUU(3―20)令uCE=UCC时，iC=Gc(UBB-Uon)为图3.6中的Q点；再令iC=0时，为图3.6中的B点。BBonCECCcmbnUUuUUU图3.5谐振功率放大器ub＋－UBBUCCCVLuCE＋＋－uo－iCiBuBE图3.6谐振动率放大器的动态线和集电极iC电流波形UoniCuBE－iCmaxUBBiCiCGcuBE00UbmtUCEminUcmO0uCEuCEuBE＝UBEmaxACBDQttUcm(1－cos)谐振功率放大器的动态负载电阻Rc可用动态线斜率的倒数求得：11()(1cos)cpcmcpcbmcbmIRURRGUGU(3―21)2.谐振功率放大器的三种工作状态1)欠压状态2)临界状态3)过压状态图3.7三种工作状态tiCiCiCiC00000uCEuCERP增大A1A2A4A3A5Ucm3Ucm2Ucm13.RP、UCC、Ubm、UBB变化对工作状态的影响1)RP变化对工作状态的影响图3.8RP变化时的iC波形iCt0iCttiCtiC00oRP增大图3.9谐振功率放大器的负载特性U,IUcmIc1mIc0RP临界过压欠压P,PDCPoRP临界过压欠压cPc由图3.9可以得到以下结论：（1）在欠压工作状态下（2）在临界工作状态下(3)在过压工作状态下22(min)()1122CCCEcmPooUUURPP(3―22)2)UCC变化对工作状态的影响3)Ubm变化对工作状态的影响4)UBB变化对工作状态的影响图3.10VCC变化对工作状态的影响iCt0iCt0iCt0iCUCEUCC增大UCC增大U,IUcmIc1mUc0临界过压欠压(a)(b)0o图3.11Ubm变化对工作状态的影响图3.12UBB变化对工作状态的影响3.2.3谐振功率放大器电路谐振功率放大器的管外电路由两部分组成：直流馈电电路部分和滤波匹配网络部分。1.直流馈电电路图3.13集电极馈电电路CcLC－＋uo(a)LcVLC－＋uoVCcUCCUCC(b)LcCc′图3.14基极馈电电路LCVC1UBBL′(a)LCVC2UBBC1(b)图3.15自给偏置电路VCb2Lb(a)Cb1RbVCbReCeLb(b)2.滤波匹配网络功率放大器通过耦合电路与前后级连接。这种耦合电路叫匹配网络，如图3.16所示，对它提出如下要求：(1)匹配：使外接负载阻抗与放大器所需的最佳负载电阻相匹配，以保证放大器输出功率最大。(2)滤波：滤除不需要的各次谐波分量，选出所需的基波成分。(3)效率：要求匹配网络本身的损耗尽可能小，即匹配网络的传输效率要高。图3.16滤波匹配网络在电路中的位置V滤波匹配网络RPPoPLRLIL1m根据等效原理，由于图3.17(a)、(b)的端导纳相等，即111PPssRjXRjR由上式可以得到从串联转换为并联阻抗的公式，即222222(1)1(1)sspsTssspssTRXRRQRRXXXXQ(3―23)式中,QT为两个网络的品质因数，其值为psTspRXQRX(3―24)图3.17串并联阻抗变换(a)RPXPXsRs(b)1)Ｌ型匹配网络图3.18（ａ）是Ｌ型匹配网络，其串臂为感抗Xs，并臂为容抗XP，RL是负载电阻。Xs和RL是串联支路，根据串并联阻抗变换原理，可以将Xs和RL变为并联元件X′P和RP，如图3.18（b）所示。图3.18L型网络的阻抗变换(a)VRoRLXPXs(b)VRoRPXPXP′令XP+X′P=0，即电抗部分抵消，回路两端呈现2(1)opTRRQ(3―25)由式(3―25)求出QT，再代入式(3―23)，便可求出Ｌ型网络各元件参数的计算公式（图3.18中的RL相当于式(3―23)中的Rs）：２)Ｔ型匹配网络图3.19（ａ）是Ｔ型匹配网络，其中两个串臂为同性电抗元件，并臂为异性电抗元件。为了求出Ｔ型匹配网络的元件参数，可以将它分成两个Ｌ型网络，如图3.19（b）所示。然后利用Ｌ型网络的计算公式，经整理便可最终得到计算公式。RP=RL(1+Q2T2)(3―27)2222()aTLLPLPLpPTPLXQRRRRRRXRQRR(3―28)图3.19T型网络的阻抗变换(a)VRoRLXPXs1Xs2(b)VRoXP1Xs1RPRLXs2XP2图（b）中的第一个Ｌ型网络与图3.18(a)的网络是相反的，因此，可以将Ｒo视为ＲL，即2PLT11111R=R(1+Q)()aTooPoPopPTPoXQRRRRRRXRQRR(3―30)(3―29)３)Π型匹配网络Π型匹配网络如图3.20所示，分析过程也是将Π型网络分成两个基本的Ｌ型网络，如图3.20(b)所示，然后按Ｌ型网络进行求解。图3.20Π型网络的阻抗变换(a)VRoRLXP1Xs(b)VRoXP1Xs1RLXs2XP2XP211222121112211112212(1)1(1)11(1)1opTLLpTLToLTTosssTsoTppLLTTopRXQRRXQRQRRQQRXXXQXRQRXRRQQRX式中(3―31)(3―32)Ｒs是并联转换成串联的等效电阻。由式(3―23)求得221LsTRRQ3.谐振功率放大器的调谐与调配谐振功率放大器在设计组装之后，还需要进行调整，以达到预期的输出功率和效率。谐振功率放大器的调整包括调谐与调配，下面分别进行讨论。1)调谐2)调配3)调谐与调配的方法图3.21谐振功率放大器在不同负载状态下的电压电流波形uBEtubiCuCEucuCEminUCC(a)uBEuBEiCuCE(b)UBBuBEtiCtuCEt(c)ttttt图3.22调谐放大器调整电路LC1Cc天线C2IAACbubV－＋UCCRbLcCc′A图3.23谐振功率放大器的调谐与调配特性Ic0(a)(b)谐振点谐振点00C1C2Ib0IAIc0IIb0IAIc04.谐振功率放大电路(1)图3.24所示是一个工作频率为160MHz的谐振功率放大电路。图3.24工作频率为160MHz的谐振功率放大电路17pF50C45pFL16nHL28nH－28VCcVL280nHL97nHC16pF10pF50C(2)图3.25所示是一个工作频率为150MHz的谐振功率放大电路。其50Ω外接负载提供３Ｗ功率，功率增益达10dB。图3.25工作频率为150MHz的谐振功率放大电路－39pF50C220pFVL247nH-