交互式正激电路拓扑及其优点UCC28220

交互式正激电路拓扑及其优点新世纪不少公司都设计出了两相交互式的正激电路的DC/DC变换器，它的优势在于它可以充分地利用的输入泸波器及输出泸波器，减小输入电流的纹波，减小输出电流的纹波，同时使适应小功率的输入泸波扩大一倍的传送功率的能力，减少了输入输出泸波电容的RMS电流，这也就提高了电源的功率密度降低了成本。Ucc28220/28221即是一款专门为此设计的控制IC,现在来介绍分析其应用，并给出一款设计范例。Ucc28220/28221是采用BiCMOS工艺设计制造的一款IC,共有两个独立的控制通道，采用峰值电流式控制，以确保两通道的均衡，共享一套振荡器，在同频率下工作，但驱动脉冲的相位相差180℃，两通道的最大占空比箝制可以到60％~90%.正常工作时控制在40~50%.Ucc28220的起动UVLO为10V,工作于12V的VDD之下.Ucc28221为13V起动8V关断,其它特色还有可调内部斜率补偿，它可以确保以相同斜率加到每一通道.起动可适于通讯系统直接设110V内部JFET起动电流源.(此技术仅UCC28221).首先介绍IC各引脚功能.VDD.IC的供电端子，内部有监视此电压的UVLO电路，这一特性用于确保起动过程没有误操作，直到VDD电压达到UVLO值。此前为低功耗状态，仅要大约150uA电流，同时，强制SS.CS1,CS2OUT1和OUT2为电平状态。当起动后如果VDD又降到8V以下，则IC重新回到低功耗状态.V1N.（仅UCC28221）.该端子内有一高压JFET用于起动.其漏极直接引出接外部高压源，而其源极接到VDD，起动过程中，JFET给出12mA电流到VDD,给其旁路电容充电，当VDD达到13V时，IC起动，同时JFET关断。CS1及CS2此二个端子为电流检测输入，在此信号送达PWM比较器之前，内部为0.5V以下，斜率补偿的斜波加到此端子。线性工作范围为0~1.5V,每次其各自输出为低电平时，此端电平也被拉到地。SLOPE.此端设置一个电流用于斜率补偿的斜波，接一电阻到地设置这个电流，内部分成1/25后给内部10pf电容充电，在正常工作时，此端电压约为2.5V.SS.接一电容地设置软起动时间，给IC作软起动，从此端源出或漏入电流等于CHG端电阻设定的振荡器充电电流的三分之一或七分之一。软起动电容在UVLO及线路OV-UV时为低电平。一旦OV或UV故障出现，软起动电容放电保持低电平，故障期间，此电容不会快速放电，用此方式,控制器能快速地恢复。此端还可用于使能/禁止的控制。CHG.从此端接一电阻到地，设置给内部CT电容充电，以决定IC工作频率，再用一电阻接到DISCH端用于设置频率及最大占空比，正常工作时，其电压约2.5V.DISCH.从此端接一电阻到地，设置内部C7的放电电流，再用一电阻接到CHG设置频率及最大占空比。正常工作时电压约2.5V.OUT1及OUT2.这是与外部MOSFET驱动器接口的PWM输出缓冲器，输出驱动能力为33mA.输出阻抗100Ω.电平在VREF到GND.L1NEOV此端接内部比较器，用于监视线路电压用于过压保护电压为1.26V。L1NEUV,此端接内部比较器用于欠压，典型值为1.26V.L1NEHYST.此端控制L1NE的OV及L1NE的UV端，掌握两者窗口阈值.REF,基准电压为3.3V,给两输出供电,也给IC内其它电路供电。设置短路保护为改善噪声免除推荐外部最少用0.1uf电容旁路到地。IC电路介绍该器件由几个能更好地管理好两个斜率补偿的交互PWM的通道方框组成.电路在VDD8V~14V电压供电下运行，UCC28221多一个JFET起动电路其它部分相同。Ucc28220/28221是一款初级侧控制电路，交互地控制两个通道的功率变换，器件用于正激及反激拓扑均可，有从60%~90%的最大占空比，增加辅助驱动即可实现有源箝位控制方式，也可以采用RCD箝位或谐振式复位的正激电路，为确保两信道均衡整个变换器输出电流，使用了电流型控制,用了内部斜率补偿，它让用户可设置超过50：1范围的能力，以确保宽范围应用及小信号时的稳定。线路过压及欠压的确定在线路电压超出工作范围时，IC有三个端子处理开启，关断及软起动，过压点，欠压点及窗口阈值可以用外部电阻来精确设置。图1及图2展示出细节，由下面几个公式表示出来：V1=1.26×+1.26V2=1.26×Rx=R411(R2+R3)V4=1.26×V3=V4-1.26×()过压，欠压的窗口，可用V2-V1及V4-V3计算，R4设置窗口的总量.下面的数值即为所求出的各组件值.由于在VDD的电容中要储存所需能量,要足够的电解电容,为了噪声免除要并一支0.1uf电容旁路，在多数场合，对MOSFET的驱动器的偏置电压也要接于VDD，因此从输入电压接一串联电阻到此端用于起动（Ucc28220）.基准电压此端加一较大旁路电容，用于噪声免除，推荐为0.1uf.振荡器及最大占空比设置振荡器采用内部电容给两个PWM通道产生时基，振荡频率可从200KHz调到2MHz,占空比范围可从20%~80%.调节两个PWM频率为振荡器的1/2,死区时间亦R1(R2+R3)R1+RxRxR1+R2+R3R3R1R4是。20％振荡器占空比对应60%的最大占空比输出。80%振荡器占空比对应90％的最大占空比输出。设计计算公式如下：fosc=2foutDMAX(osc)=1-2×[1-Dmax(out)]RCHG=Kosc‧RDVSCHG=Kosc‧此处，Kosc=2×1010Ω/S.fout=芯片输出的频率DMAX(out)=芯片输出的最大占空比限制DMAX(osc)=芯片振荡器的最大占空比输出Fosc=振荡器频率RcHG=外振荡器电阻设置充电电流用RDISCHG=外振荡器电阻设置放电电流用起动JFET部分内部一支110VJFET放入可从36~75V通信电压作输入源，当VDD于13V时，JFET导通，作为电流源给VDD电容充电作偏置源。此时，VDD达13V时，器件起动，输出，同时JFET关断，而当VDD减到10V以下，器件输出终止。见图2,Ucc28220没有此部分。软起动SS端强制一电流输出等于由RCHG设置电流的3/7，提供给SS上电容的斜波，此电流等于2.5V/RCHG,此斜波电压超过CTRL端上的占空比命令即允许启动，在允许的初级侧软起动迅速完成即该允许二次产生电压，并反馈，一旦软启动阶段完成死循环即实现.ISS=3/7×2.5/RCHG.Iss即是SS端在软起动时给出的电流.电流检测电流检测信号CS1及CS2的水平为0.5V，并有斜率补偿的斜波也加到其上，电流检测信号幅度在满载时如下选择，要非常的接近最大控制电压，此为在短路时限制峰值输出电流用.输出驱动Vcc28220/28221要与MOSFET驱动器接口如Vcc27323/4等，不如此，则驱动能力很低，内阻约为100ohm幅度为VREF到GND.斜率补偿VCC28220/28221的斜率补偿电路工作在逐个周期的偏置状态,两通道有各自的斜率补偿，用精密安排的相同方式以达到两路均流的目的，而不影响斜率补偿，对每个通道，内部电容用来复位使通道关闭，在PWM周期开始时，SLOP端的电流镜像进入此电容.并开发出两个独立的斜波，在通道输出从低到高时，两个通道的斜波即开始，两斜波是交替的，这些内部斜波加到电流检测端子的电压1-Dmax(osc)foscDmax(osc)fosc上，CS1及CS2形成到PWM比较器的输入信号.为确保稳定，斜率补偿电路必须加到每个电流检测信号的电感下斜率的1/5~1倍，这样再加到PWM比较器的输入.用此模式决定斜率补偿电阻的斜率.（例子.略）.再决定斜率补偿电阻值Rseope,以提供所需的补偿总量.典型应用如下，这是一个200W的DC/DC变换器.下面给出采用Vcc28221的通迅DC/DC设计程序.功率级设计1.主功率变压器匝数比（T3及T4）第一步计算所需的变压器匝比，由最大占空比0.5，此为最低输入电压Vin(min)计算如下：a=Np/Ns=DMAX×=1.42.输出滤波电感输出滤波电感按最坏情况的纹波电流计算，此时为最小占空比Din及最大输出功率.Pout(max)(200W).输出电容的纹波电流在交互式正激电路中Lout在最大纹波电流60％时计算，对于本设计，选择3.2uH的薄型电感,为VISHAY公司IHLP5050D.Dmin=a()Lout=3.选择半导体功率组件Q1,Q2,D8,D9,D10,D11.在选择功率组件MOS及肖特极二极管之前需求出各组件功耗.Psemi假设效率为85％，为实现设计目标，要预计一下组件功率，每个组件应小于总功率的1/6，按下式求出为5W.Psemi=Pout·()=5W4.功率MOSFET的选择（Q1,Q2）寻找合适的MOSFET以实现效率目标，需要计算和试验.下面公式将帮助你估计MOS的漏源电压，即MOSON及OFF时的损耗，PGATE为驱动损耗，Pcoss为FET输出电容带来的损耗，综全在一起，对本设计我们选择VASHAY公司的SVM65N20-30,这是一支200V的功率MOS,按其参数计算出的损耗约6.8W.VDSmax=(V1N(max)·)·π/2·1/aVIN(min)-1VVOUT+1VVout+1VV1N(max)-1VVout•(1-Dmin)(0.6×Pout(max)/Vout×2×fs)1-π6Dmax1-DmaxIPEAK=Pswitoh=‧(IpeakQ1)‧(ton+top)‧fsPgate=QG‧Vgate‧fsPRDS(on)=（Ipaek·）2×RDS(on)Pcoss=1/2Coss×V1n(max)2‧fsPQ1=PQ2=Pswitch+PRDS(on)+Pcoss+Pgate5.输出整流的选择（D8,D9.D10,D11）功耗预计给出的输出部分为16.4W，下面几个公式给出输出整流器的的最大反向电压.VD(max)二极管的功耗PD(max)二极管正向压降为0.75V，按公式计算出为12.5W,萧特基能承受的反压为85V.VD=．π/2．1/2PD=6.展示交互正激变换器的意义两组交互式正激变换器即两个相差180℃的正激电路，两个关键的意义即是减少输入及输出电容上的纹波电流，图3所展示的输入输出电容的纹波电流波形系在50％占空比时.输入电容CIN需要滤掉AC成分的变压电流，输入电压电流（ICIN）是直流输入电流IIN.少于两变换器电流（It1+It2）.由于占空比D约50％。变换器负载的总电流接近DC输入电流，输入电容仅需要滤掉输出电感折返回的电流及变压器磁化电流.输出电容Cout需要滤去电感的交流电流，交流电流是直流负载电流减去两电感的纹波电流（I1+I2）在50％占空比时两电感电流相位差180℃，两只电感电流波形对称，其总和刚好为DC,所以滤波电容可不用过滤电感的交变电流，从而可以少用电容，纹波电压也明显地减小.输入输出电容的纹波电流会随占空比变化，占空比低于50％时，输入电流变为断续。输出电感纹波电流也不如上述对称，电感纹波电流也不能除掉，为此交互正激设计师要注意,以便选择合适的电容.7,输出滤波电容的选择选择输出滤波电容很像单端正激选择方法,要满足输出纹的需要,取决于电Pout(max)2×V1N(min)×DmaxV1N(max)2DmaxV1N(max)×Dmax(1-Dmax)Pout×VfVout2·D·(1-2D)感的纹波电流总量.在最坏情况下计算,图4展示出电容电流纹波与电感电流纹波之比随占空比的变化.在本设计中,占空比从0.25变到0.5最坏情况出现在0.25占空比处,对于本设计纹波电流在最坏情况为4A.K(D)=ΔIout/ΔIout=1-2D/1-DD≦0.5K(D)=D≧0.5下面公式用于选择输出电容的大小，及其允许的最大ESR.对本设计，ESR为21mΩ.最小电容为12uf.ESR==0.021ΩCout==12uf对输出电容RMS电流的计算，可以直接按下式计算：IRMS==