UCC28950移相全桥设计指南

UCC28950移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理(1)主电路拓扑本设计采用ZVZCSPWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。图3.6全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感kL和输出滤波电感oL串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于kL，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感kL两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。(2)主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。①模式1图1模式1主电路简化图及等效电路图②模式2图2模式2简化电路图③模式3图3模式3简化电路图④模式4图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5图5模式5主电路简化图及等效电路图⑥模式6图6模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7图7模式7主电路简化电路图⑧模式8图8模式8主电路简化电路图二，关键问题1：滞后臂较难实现ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法：①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。2，副边占空比的丢失原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。解决方法：①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。②、将谐振电感改为可饱和电感。因为在初级换流的过程中，一旦进入电感的饱和状态，那么流过电感的电流马上就会变为饱和电流，而不是线性的减少，这就意味着减少了换流时间，等效于减少了占空比丢失时间。当然我这么解释看起来有点不好理解，要结合移相全桥的工作过程来理解，还是可以慢慢去体会的三，定制件设计与功率器件选型1，输出储能电感设计：移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2倍开关频率，其计算公式为：Lf=Vo*(1-Dmin)/(4*fs*△I)2，主变压器设计：首先计算出移相全桥的次级输出最低电压：Vsec(min)=(Vo(max)+VLf+VD)/Dsec(max)初次级的变压器匝比为:n=Vin(min)/Vsec(min)选择变压器，使用Ap法：Ap=Ae*Aw=Po*104/(4*ƞ*fs*△B*J*Ku*)接下来计算变压器原边匝数：Np=Vin(min)*D(max)/(4*fs*Ae*Bmax)那么次级绕组匝数为：Ns=Np/n3，谐振电感设计：LrI2p/2=(V2in*C上管)/2+(V2in*C下管)/2=V2in*Clag即Lr=2*V2in*Clag/I2p其中Lr：谐振电感值Vin：输入电压Clag：滞后桥臂电容(外加电容与MOSFET结电容)Ip：滞后桥臂关断时刻原边电流大小计算还要考虑以下几点因素：①、Vin应取最高输入电压值，保证任意输入电压下,滞后桥臂均能实现ZVS。②、考虑在轻载Ipl（10%-20%负载）时刻，需要滞后桥臂仍然需要工作在ZVS状态。③、输出电流iLf在某个值（比如2A）时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点。也就是说，输出储能电感的脉动电流等于2倍此值即△iLf=2*2A=4A那么Ip=(Ipl+△iLf/2)/n4，输入电容5，输出电容6，隔直电容四，UCC28950周边元件配置及选型设置电流传感网络CT,RS,RRE,DA为这个设计有一个选择的CT的100:1比率(a2)在VINMIN下计算一般峰值电流(IP1):原边电流峰值:峰值电流达到上限时的电压计算电流检测电阻(RS)并且预留200mV斜坡补偿:选择一个标准电阻RS:对RS估计功率损耗:计算DA上的最大反向电压(VDA)估计达功率损耗(PDA):计算RS重置电阻器RRE:电阻器RRE用于重置当前变压器CT。电阻器RLF和电容器CLF形成一个低通滤波器对当前信号(引脚15)。对于这个设计我们选择以下值。这个过滤器频率极低(fLFP)在482千赫。这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI的设计。UCC28950VREF输出(引脚1)需要高频旁路电容滤除高频噪音。这个引脚需要至少1μF高频旁路电容(CBP1)。请参考图1适当的位置。电压放大器参考电压(引脚2,EA+)可以设置与分压器(RA,RB)，这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压(V1)2.5v.选择一个标准电阻RB值,然后计算电阻RA值。设置电压放大器参考电压:Vref=5V分压器由电阻器RC和RI选择，设置直流输出电压(电压输出)引脚3(EA)。选择一个标准电阻器RC:计算R1然后选择一个标准的电阻:补偿反馈回路可以通过适当选择反馈组件(RF、CZ和CP)。这些组件被放置尽可能接近UCC28950引脚3和4。计算负载阻抗负载(RLOAD):10%控制输出传递函数近似(GCO(f))作为频率的函数:双极GCO频率(f):补偿电压回路2型反馈网络。下面的传递函数补偿增益作为频率的函数(GC(f))。请参阅图1为组件的位置。计算电压回路反馈电阻器(RF)基于交叉电压(fC)循环在第10个双极频率(fPP)。选择一个标准电阻RF。计算反馈电容器(CZ)在交叉点的移相。选择一个设计标准电容值。在2被FC的地方放置一个极点选择一个设计标准电容值。环路增益作为频率的函数，以dB的形式。环路增益和相位图形检查循环稳定性理论循环。(图4)得了在约3.7kHz的阶段大于90度。限制在上升期间启动UCC28950有软启动功能(引脚5)，应用程序设置软启动时间15ms(tSS)。选择一个标准电容器的设计。本应用笔记提供了一个固定延迟方法实现零电压从100%负荷降至50%负载。当转换器操作低于50%加载转换器将在山谷切换操作。为了实现零电压切换开关节点上QBd的FETsQA的开机(tABSET)延迟，初步制定和QB需要基于LS和理论开关节点之间的交互电容。下面的方程用于设置tABSET最初。将LS设置输出电容的两倍计算槽频率:设置初始tABSET延迟时间，适当调整计划。注意：2.25tABSET方程的因素来源于实证测试数据，可能会有所不同基于个人设计差异。形成的电阻分压器RDA1RDA2决定tABSET,tCDSETUCC28950的延迟范围。选择一个标准RDA1电阻值。注意：tABSET之间可以编程30ns-1000ns。电压的ADLE输入UCC28950(VADEL)需要设置RDA2基于以下条件。如果tABSET155ns设置VADEL=0.2V,tABSET155ns和1000ns之间可以编程:如果tABSET≤155ns设置VADEL=1.8V,tABSET可以编程29ns-155ns:基于VADEL选择、计算RDA2:选择最接近标准RDA2电阻值:重新计算VADEL基于电阻分压器的选择:电阻器RDELAB由tABSET决定选择一个标准电阻的值设计:一旦你已经启动并运行原型建议你微调tABSET光负荷的峰谷之间的共振LS和开关节点电容。在这个设计延迟设定在10%负载。请最初的起点QC和QD打开延误(tCDSET)应该最初设置为相同的延迟，QA和QB打开延迟(引脚6)。以下方程程序QC和QD接通延迟(tCDSET)，通过适当选择电阻RDELCD(引脚7)。电阻RDELCD由tCDSET决定选择一个标准电阻器的设计:一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSET光负载。在这个设计CD节点将山谷开关负荷在10%左右。请参考如图6所示。在轻负载获得零电压开关节点QDd由于容易多了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体管QD和QC岔道/。这是因为有更多的峰值电流激励LS在此之前过渡,而QA和QB岔道/有一个可编程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管QA岔道后QF(tAFSET)的岔道场效应晶体管QEQF后,场效应晶体管QB岔道(tBESET)。好地方设置这些延误tABSET的50%。这将确保适当的同步整流器之前关闭AB零电压过渡。如果这个延迟太大将导致OUTE正确和OUTF不重叠,它将创建多余的身体二极管传导FETs量化QE和QF。形成的电阻分压器RCA1RCA2由tAFSET和tBESET决定，UCC28950的延迟范围。选择一个标准RCA1电阻值。注意：tEFSETtBESET可以在32ns-1100ns之间设置。电压的ADELEF引脚UCC28950(VADELEF)需要设置RCA2基于以下条件。如果tAFSET170ns设置VADEL=0.2V,tABSET可以编程32ns-170ns:如果tABSET或=170ns设置VADEL=1.7V,tABSET170ns和1100ns之间可以编程:基于VADELEF选择、计算RCA2:选择最接近标准RCA2电阻值:重新计算VADELEF基于电阻分下面的方程被用来计划tAFSET和tBESET通过适当选择电阻RDELEF。选择一个标准电阻器的设计。电阻器RTMIN项目最低工作周期时间(tMIN)UCC28950(引脚9)可以需求在进入破裂模式。如果UCC28950控制器试图要求责任周期的时间不到tMIN电源将进入爆发模式操作。详情请参见UCC28950数据表关于破裂模式。这个设计我们设置最低100ns。设定的最低时间选择RTMIN用下面的方程。标准电阻的值然后选择设计。有提供销设置变换器开关频率(引脚10)。频率可以选择通过调整定时电阻RT。选择一个标准电阻器的设计。UCC28950还提供了斜坡补偿峰值电流模式控制(引脚12)。这个可以设置通过设置RSUM用下面的方程。下面的方程将计算所需的量斜坡补偿(VSLOPE)所需的循环稳定性。注意：磁化电流的变化在主dILMAG导致斜坡补偿。帮助改善噪声免疫力VSLOPE总设置有一个斜坡,等于最大值的10%目前感觉信号(0.2V)在一个感应开关。如果VSLOPE2VSLOPE1设置VSLOPE=VSLOPE1如果VSLOPE2≥VSLOPE1设置VSLOPE=VSLOPE2选择一个标准电阻器RSUM。提高效率在轻负载UCC28950编程(DCM)引脚12，在轻负载关闭同步FETs条件的二次侧变换器(QE和QF)。这阈值设定电阻分压器RE和RG。这DCM阈值需要设置水平在电感电流不再生产。以下方程设置同步负载电流整流器岔道在15%左右。选择一个标准的RG电阻值:重新计算电阻的值:选择这种设计标准电阻的值五，重要波形1，驱动波形2，桥臂中点电压和原边电流波形3，原边电流与Q4驱动波形4，原边电流与Q4VDS波形