07-整流电路之不可控整流电路解析

2-13.4.1电容滤波的单相不可控整流电路3.4.2电容滤波的三相不可控整流电路第7讲整流电路之电容滤波不可控整流电路2-23.4电容滤波的不可控整流电路在交—直—交变频器、不间断电源、开关电源等应用场合中，大量应用。最常用的是单相桥和三相桥两种接法。由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也称这类电路为二极管整流电路。常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中。2-3图1单相半波不控整流单相半波不控整流SSSDVVtdtVV45.02sin22102-4图2单相桥式不控整流单相桥式不控整流2-5图3三相半波不控整流三相半波不控整流SSSDVVtdtVV17.1263sin23/21501032-6图5.5三相桥式不控整流电路图4三相桥式不控整流电路三相桥式不控整流2-7不控整流电路输出电压中除直流平均值外，还含有谐波电压。为此须在整流电路的输出端与负载之间接入LC滤波器。由于整流输出谐波电压的频率不高，因此要有较好滤波效果必须LC很大。滤波电感L的的重量、体积相对于电容要大得多，通常取较小的L和较大的C组成LC滤波器，甚至完全不用电感只用电容滤波。电容滤波的不可控整流电路2-83.4.1电容滤波的单相不可控整流电路1）工作原理及波形分析图3-28电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a)电路b)波形基本工作过程：在u2正半周过零点至t=0期间，因u2ud，故二极管均不导通，电容C向R放电，提供负载所需电流。至t=0之后，u2将要超过ud，使得VD1和VD4开通，ud=u2，交流电源向电容充电，同时向负载R供电。b)0iudqd2ti,uda)+RCu1u2i2VD1VD3VD2VD4idiCiRud电容被充电到t=q时，ud=u2，VD1和VD4关断。电容开始以时间常数RC按指数函数放电。当t=，即放电经过-q角时，ud降至开始充电时的初值，另一对二极管VD2和VD3导通，此后u2又向C充电，与u2正半周的情况一样。2-9◆d和q的确定☞d指VD1和VD4导通的时刻与u2过零点相距的角度，q指VD1和VD4的导通角。☞在VD1和VD4导通期间式中，ud(0)为VD1、VD4开始导通时刻直流侧电压值。将u2代入并求解得：而负载电流为：于是)sin(222dtUu2021)0(sin2)0(udtiCuUutCddd)cos(22dtCUiC)sin(222dtRURuiR)sin(2)cos(222ddtRUtCUiiiRCd(3-37)(3-38)(3-39)(3-40)(3-41)3.4.1电容滤波的单相不可控整流电路2-103.4.1电容滤波的单相不可控整流电路RCdq)(tgddqqsin2)sin(222UeURC)(arctgRCdqddsin1)()(arctg2RCRCRCeeRCRC0102030405060/6/3/25/6RC/radqd2/3dq/rad可由式（3-45）求出d，进而由式（3-44）求出q,显然d和q仅由乘积RC决定。(3-42)(3-43)(3-44)(3-45)图3-29d、q与RC的关系曲线则当t=q时，VD1和VD4关断。将id(q)=0代入式（3-41），得：二极管导通后u2开始向C充电时的ud与二极管关断后C放电结束时的ud相等，故有下式成立：由式（3-42）和（3-43）得2-113.4.1电容滤波的单相不可控整流电路☞q的另外一种确定方法：VD1和VD4的关断时刻，从物理意义上讲，就是两个电压下降速度相等的时刻，一个是电源电压的下降速度|du2/d(t)|，另一个是假设二极管VD1和VD4关断而电容开始单独向电阻放电时电压的下降速度|dud/d(t)|p（下标表示假设），据此即可确定q。0102030405060/6/3/25/6RC/radqd2/3图3-29d、q与RC的关系曲线2-123.4.1电容滤波的单相不可控整流电路2)主要的数量关系输出电压平均值电流平均值输出电流平均值IR为：IR=Ud/RId=IR二极管电流iD平均值为：ID=Id/2=IR/2二极管承受的电压（3-47）（3-48）（3-49）22U空载时，。重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。在设计时根据负载的情况选择电容C值，使,此时输出电压为：Ud≈1.2U2。2d2UU2/)5~3(TRC（3-46）2-133.4.1电容滤波的单相不可控整流电路感容滤波的二极管整流电路实际应用为此情况，但分析复杂。ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。图3-31感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a）电路图b）波形a)b)u2udi20dqti2,u2,ud2-143.4.2电容滤波的三相不可控整流电路1）基本原理某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规律下降。图3-32电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形a)b)Oiaudiduduabuac0dqt3t比如在VD1和VD2同时导通之前VD6和VD1是关断的，交流侧向直流侧的充电电流id是断续的。VD1一直导通，交替时由VD6导通换相至VD2导通，id是连续的。2-1532=+t)]-32(-t[RC1232=+t2t)(d32sin6d)(d)]+tsin(6[ddddqeUtU电流id断续和连续的临界条件RC=33在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是R=/C。33.4.2电容滤波的三相不可控整流电路由“电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在ωt+d=2π/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有图3-33电容滤波的三相桥式整流电路当RC等于和小于时的电流波形a）RC=b）RC333由上式可得（3-50）a)b)ttttaidaidOOOO通常只有R是可变的，它的大小反映了负载的轻重，因此在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的。2-163.4.2电容滤波的三相不可控整流电路考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况：电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。图3-34考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形a）电路原理图b）轻载时的交流侧电流波形c）重载时的交流侧电流波形b)c)iaiaOOtt2-173.4.2电容滤波的三相不可控整流电路2)主要数量关系（1）输出电压平均值Ud在（2.34U2~2.45U2）之间变化（2）电流平均值输出电流平均值IR为：IR=Ud/R（3-51）与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，因此：Id=IR（3-52）二极管电流平均值为Id的1/3，即：ID=Id/3=IR/3（3-53）（3）二极管承受的电压二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为。26U2-181．对输出电压的影响电阻R减小(负载电流增大)或电容容量C减小→输出电压降低、电压波动加大。1)电容滤波的不控整流电路其输出电压平均值不是一个定数，它将随着RC的变化而变化。2)输出电压平均值的最大值是输出电压瞬时值的峰值，输出电压平均值的最小值是该电路在电阻负载情况下的输出电压平均值。小结maxdU22U22U26UmindU222U2263U263U单相桥式不控整流三相半波不控整流三相桥式不控整流输出电压平均值的最大值与最小值在不同电路形式下的值2-192．对输入电流的影响若R一定，C加大时→输出电压的平均值增加→iR的平均值也将增大→VD的导通角将减小→i2的幅值要增加要减小电压波动而增大电容C→使输入电流i2的有效值大大增加→使i2的脉动增加→必须要增加整流二极管的电流容量→参数选择时应给予注意。3．初始合闸相位的影响在三相桥式整流电路中，无论何时合闸，总有一相处在较高的正电压位置→在合闸的过程中要加有限流措施，或在电路中串入限流电阻，合闸完成后再切除（短路限流电阻），或串入一个小电感，以限制其过大的合闸电流。2-203.5整流电路的谐波和功率因数3.5.1谐波和无功功率分析基础3.5.2带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析3.5.3电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析3.5.4整流输出电压和电流的谐波分析2-213.5整流电路的谐波和功率因数·引言随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带来的谐波(harmonics)和无功(reactivepower)问题日益严重，引起了关注。无功的危害：导致设备容量增加。使设备和线路的损耗增加。线路压降增大，冲击性负载使电压剧烈波动。谐波的危害：降低设备的效率。影响用电设备的正常工作。引起电网局部的谐振，使谐波放大，加剧危害。导致继电保护和自动装置的误动作。对通信系统造成干扰。2-22整流器的性能指标•整流器最基本的性能指标有：–1.电压谐波系数或纹波系数-RF–2.电压脉动系数-Sn–3.输入电流总畸变-THD–4.输入功率因数-λ•上述基本性能指标能比较科学地评价各种整流电路的性能优劣。2-23•纹波电压的定义：整流输出电压中除直流平均值电压VD外全部交流谐波分量有效值VH电压谐波系数或纹波系数RF（RippleFactor）进一步可以表示为：DHvVVRF/12DrmsdHvVVVV22DrmsHVVV•电压谐波（纹波）系数的定义：输出电压中的交流谐波有效值平均值VH与直流平均值VD之比值。表示为2-24电压脉动系数Sn–定义：整流输出电压中最低次谐波幅值Vnm与直流平均值VD之比。Sn=Vnm/VD2-253.5.1谐波和无功功率分析基础1）谐波对于非正弦波电压，满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数：正弦波电压可表示为：)sin(2)(utUtuutaantbntnnn()(cossin)01式中200)(d)(21ttua20)(dcos)(1ttntuan20)(dsin)(1ttntubnn=1,2,3…(3-55)式中U为电压有效值；u为初相角；为角频率，=2f=2/T；f为频率；T为周期。2-26n次谐波电流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示（2-57）电流谐波总畸变率THDi（TotalHarmonicdistortion）定义为（2-58）%1001IIHRInn%1001IITHDhi基波（fundamental）——频率与工频相同的分量谐波——频率为基波频率大于1整数倍的分量谐波次数——谐波频率和基波频率的整数比或utacntnnn()sin()01式中，cn、n和an、bn的关系为cabnnn22nnnarctgab(/)acnnnsinbcnnncos(3-56)3.5.1谐波和无功功率分析基础2-273.5.1谐波和无功功率分析基础2）功率因数正弦电路中的情况电路的有功功率就是其平均功率：20cos)(21UItuidP（3-59）视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI（3-60）无功功率定义为：Q=UIsin（3-61）功率因数l定义为有功功率P和视在功率S的比值：SPl（3-62）此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系：222QPS（3-63）功率因数是由电压和电流的相位差决定的：l=cos（3-64）2-283.5.1谐波和无功功率分析基础非正弦