Boost电路解析

BOOST变换器报告人：王同新2003年12月1.BOOST变换器的电路拓扑2.BOOST变换器的工作原理当晶体管导通时，二极管截止(t=0~DTs)，输入电压Vs向能量传递电感L充磁，负载电压Vo靠滤波电容C维持；当晶体管截止时，二极管导通(t=DTs~Ts)，电感把前一阶段贮存的能量全部释放给负载和电容．显然，晶体管导通的时间越长，即D越大，负截获得的能量越多，输出电压越高。3.CCM主要参量的稳态波形4.BOOST变换器CCM稳态分析由电感电压伏秒平衡原理有:TsDVsVoDTsVs)1()(得:DDVsVoM111'Boost变换器的稳态电压变比永远大于1，所以Boost变换器也称为升压变换器。5.CCMBoost变换器稳态电压变比特性6.CCMBoost变换器电感电流纹波电感电流纹波（峰值到平均值）为：IDTsLVsi2峰－峰值为：DTsLVsiPP假设效率为１，则输入输出的电流比为：DDIIMSoI1'7.DCMMODE当电感L较小，或电阻R较大，或开关颇率fS较低时，BOOST变换器也将工作在不连续导电模式下，如下图：8.BOOST变换器DCM稳态分析由电感电压伏秒平衡原理有:TsDVsVoTsDVs21)(得:221DDDVsVoMDCM模式下，Boost变换器的稳态电压变比仍永远大于1，但M不但与导通比D1有关，也与D2有关，而D2取决于电路参数。9.DCM主要参量的稳态波形10.D2与电路参数的关系推导2/4112/411)()(212121211222112120211KDKDDMKDDKDDDDMKDDDMRVMMIIDDTDLVIossss且：又，11.DCM与CCM模式的稳态电压变比曲线12.DCM与CCM的临界条件sIi是连续与不连续导电模式的分界条件，则有：LTDViRVMIssos21可得BOOST变换器连续与不连续导电模式的临界条件为：2113)1(12DDKMMRTLKcritscrit当KKcrit时为连续导电模式，当KKcrit时为不连续导电模式。13.Kcrit与M和D1关系的图解14.BOOST变换器的优缺点BOOST变换器的优点：①输入电流是连续的，这减轻了对电源的电磁干扰；②开关晶体管发射极接地．使驱动电路简单．BOOST变换器的缺点是：①输出侧二极管的电流是脉动的，使输出纹波较大．所以实际应用中，在二极管与输出之间常加入一个输出滤波网络.②电压变比水远大于1，即它只能升压，不能降压．15.UCC3818功能介紹UCC3818为主动PFC提供了很多的功能。这个控制器通过调整交流输入电流的波形来符合交流输入电压。平均电流能保持一个稳定的、低失真的正旋曲线。通过BIOMOS制程设计出来的UCC2817/UCC2818具备新的功能，例如低啟動电流、低功率损耗、过电压保护、短路保护、一项重要的边缘调制技术是降低BULK电容的纹波电流，还有一个低offset電壓(2mV)的电流放大器的应用来降低在轻载情况下的失真。UCC2817通过它的低啟動电流来提供一个在线的(onchip)稳压器,适合应用在BOOST升壓電路中,UCC2818倾向于运用在固定電壓的提供上﹒16.UCC3818BlockDiagram17.UCC3818极限參數供应电压VCC…………………………………………………………18V门驱动电流(連續值)：………………………………………………0.2A门驱动电流，50％的占空比…………………………………………1.2A输入电压CAI﹐MOUT﹐SS：…………………………………………8V输入电压PKLMT:………………………………………………………5V输入电压VSENSE、OVP/EN:…………………………………………10V输入电流RT、IAC、PKLMT…………………………………………10mA输入电流Vcc(noswitching)…………………………………………20mA最大负向电压DRVOUT、PKLMT、MOUT…………………………-0.5V功率损耗…………………………………………………………………1W18.UCC3818管腳圖19.管腳功能1.GND:所有的电压都以此PIN為参考电压。VCC和REF要用一个0.1UF或更大的电容直接串接到地.2.PKLMT（PFC峰值電流限制）﹕峰值電流限制的門限電壓為0V﹒從電流檢測電阻的負端接一個電阻到VREF,在PKLMT得到一個分壓﹐這樣就可以通過電流檢測電阻和接到VREF的電阻來設定峰值電流的限制﹒峰值電流限制當PKLMT的電壓由正端過零時動作﹒3.CAOUT:（电流放大器的输出）这是一个宽频带功率放大器的输出，他用来感应线性电流，控制PFC的PWM来校正占空比。一些用作补偿的零件常放于CAOUT和MOUT之間﹒管腳功能（續）4.CAI(电流放大器的正输入端):将一个电阻放到该PIN和GND之间可作为Sense电阻用。这一输入和反向输入(MOUT)使其电压下降并低于GND.5.MOUT(乘法器的输出和电流放大器的反向输入)﹕作為乘法器的輸出這是一個電流﹐對于電流放大器這是一個高阻抗的輸入﹐這時可以把電流放大器作為一個差模放大器﹒這种結构可以提高抗干扰性﹐保証預調節器正常工作﹒乘法器的輸出電流被限制在2*IIAC﹐此電流可以由下式給出﹕這里K=1/V是乘法器的增益﹒2)1(VFFVAOUTIACMOUTVKVII管腳功能（續）6.IAC:(与输入电压成比例的電流)输入到模拟乘法器的是一个和线性电压成比例的电流。这个乘法器要求从电流的输入到输出只能有很小的失真。建议最大的IIac是500uA.7.VAOUT﹕（電壓放大器輸出）此PIN是調整輸出的放大器的輸出﹒電壓放大器的輸出在內部被限制在5.5V以防止過沖﹒8.VFF﹕（前向反饋電壓）電壓的有效值信號通過IIAC的1/2電流鏡向產生從而形成一個單极點的外部濾波器﹒在低電壓時﹐VFF電壓應是1.4V﹒10.OVP/EN﹕(過壓/使能)如果BOOST輸出電壓高于設定的電平或者PFC輸出驅動和Softstart复位的情況下將此Pin拉到典型值1.9V以下﹐就會使得芯片關閉﹒管腳功能（續）11.VSENSE﹕（電壓放大器的反向輸入端）正常情況下此Pin与補償网絡和BOOST變換器輸出的分壓网絡相聯﹒12.RT（設定振盪充電電流）在RT到地串接一個電阻來設定振蕩器的充電電流﹒推荐使用10K~100Kohm的電阻﹒此PIN正常時的電壓為3V.9.VREF﹕（參考電壓輸出）VREF是精确到7.5V的電壓基准輸出﹒這個輸出對于周邊電路和內部短路電流限制可以提供20mA的電流﹒VREF在VCC電壓低于UVLO門坎電壓時保持在0電位的無效狀態﹒為了更好的穩定性直接在VCC到GND串接一個0.1uF或者更大的電容﹒VREF電壓与VCC和IVREF的關系如下﹕管腳功能（續）管腳功能（續）13.SS（軟啟動）Vss在VVCC低的情況下放電﹒當使能時﹐SS通過一個電流源給外部的電容充電﹒在開机時﹐此電壓被用于電壓誤差信號﹐能使得PWM的脈寬慢慢張開﹒在VVCC下降的時候﹐OVP/EN被迫拉到1.9V以下﹐SS快速放電﹐關閉PWM﹒14.CT:(振荡定时电容)在CT和GND之间放置一个电容可以调节PWM的振荡频率。依据是：f=0.6/(RTxCT)，从振荡电容到GND的路徑要尽可能的短和直。15.VCC﹕在10V~17V的正常運作下需要至少20mA的電流﹒VCC到GND要直接串接電容用來吸收電源電流的SPIKE﹐以便給輸出MOSFET的柵極電容充電﹒如果VCC電壓沒有上升到上限門坎或掉到了下限門坎﹐則芯片不會工作﹒管腳功能（續）16.DRVOUT：（门驱动）开关的输出驱动是一个圖騰柱式的MOSFET。用一個门电阻来防止因门阻抗和输出之间的干扰，並防止輸出驅動的過沖﹒如下圖曲線可以确定門驅動電阻的最小需要值﹕20.BOOST電感BOOST變換器的電感值由下式決定﹕式中﹐D為脈沖寬度﹐ΔI為電感電流的峰峰值﹐fs為開關頻率﹒例如﹐一電路開關頻率為100KHz﹐峰峰值電流為875mA﹐最大的脈寬為0.688﹐最小的輸入電壓的有效值為85V﹐則BOOST電感的值為1mH﹒此算式中的值要取輸入最小電壓的峰值﹐電感電流的峰峰值要取最大值﹒L=U*D/ΔI*fs21.輸出電容的決定兩個主要的參數是電容和電壓值﹐先決定輸出電容﹒電容值是由holduptime決定的﹒可以用輸出功率﹐輸出電壓和保持時間來表示輸出電容值如下﹕實際上﹐這樣計算到的最小電容值也許是不准确的﹐這是因為輸出峰峰值電壓的規格限制了輸出電容的串聯等效阻抗﹒要想得到足夠低的串聯等效阻抗需要比計算值更高的電容值﹒輸出電容的串聯等效阻抗能夠被最大容許的峰峰值電壓決定﹐而峰峰值電壓又由電感電流的峰峰值決定22.功率開關的選擇對于任何開關電源的設計﹐都要權衡產品的性能﹐成本和体積大小﹒選擇一個功率開關﹐去計算組成轉換器的几顆元件在開關頻率下的轉換總損耗是有用的﹒轉換中的總損耗是開關損耗和傳輸損耗的和﹒開關損耗由柵极電荷損耗﹐Coss損耗﹐導通損耗和關斷損耗組成﹒fsttIVPPfsVCPfsVQPOFFONLOFFOFFONOFFOSSCOSSGATEGATEGATE)(21212這里﹐QGATE是總的柵极電荷﹐VGATE是柵极驅動電壓﹐fs是時鐘頻率﹐COSS是MOSFET的漏极電容﹐IL是電感的峰值電流﹐tON和tOFF是開關時間﹐VOFF是截止時開關兩端的電壓﹐這時VOFF=VOUT﹒功率開關的選擇（續）傳導損耗可以由開關的導通阻抗RDS(on)和方波的有效值計算﹒2)(RMSonDSCONDIKRP這這儿的K是厂商提供的RDS(on)与結溫曲線的溫度系數﹒計算這些損耗並劃出与開關頻率的曲線﹐以便于設計者決定是否厂商的元件此開關頻率下有最好的性能﹐或者是否開關頻率對特定的功率開關有最小的損耗﹒23.軟啟動軟啟動線路用于防止開机時輸出電壓的過沖﹒這是通過讓電壓放大器的輸出慢慢增加從而讓PWM的占空比慢慢增加來實現的﹒可以按照以下算式來計算軟啟動Pin腳的電容﹒VtACDELAYSS5.71024.乘法器乘法器的輸出是一個代表所期望的輸入電流的信號﹒對電流放大器是一個輸入信號﹐而電流放大器可以設定電流環以控制電流從而得到高的功率因數﹒同樣﹐乘法器的正确功能取決于成功的設計﹒乘法器的輸入是電壓放大器的輸出信號VAOUT﹐代表輸入交流電网電壓的信號IIAC﹐輸入反饋信號VVFF﹒乘法器的輸出IMOUT可以表示為﹕2)1(VFFVAOUTIACMOUTVKVII這里K=1/V是乘法器的增益﹒乘法器（續）IIAC信號是通過在整流后的位置到UCC3818的IACPIN串接一個大電阻得到的﹒所選擇的RIAC要保証高電壓時能得到最大的IIAC﹒UCC3818的最大IIAC是500uA﹒一個更高的電流會使得乘法器的輸出非線性化﹒一個更小的電流可以使得乘法器保持輸出線性﹐但干扰卻變成了問題﹐尤其在低電壓時﹒如果是85Vac~264Vac的全電壓范圍﹐可以給出RIAC的值為750KOHM﹒由于1/4W標准電阻的限制﹐可以用几個串聯﹐而不必用高壓電阻﹒在IC內部有一個從IAC到VFF的電流鏡(mirror2:1)﹐VFF是一個与電网電壓成比例的前饋電壓信號﹒VFF電壓用于保持電源增益的穩定﹐并且提供輸入功率的限制﹒以下算式用于計算VFF電阻的大小RVFF以提供功率限制﹐這儿VIN(min)是最小有效值輸入電壓﹒乘法器（續）IACINVFFRVVR9.04.1(min)因為VFF電壓是由電网電壓產生的﹐所以需要一個足夠的濾波器以濾除諧波干扰(120Hz左右)﹒一個單极點的濾波器在此已足夠﹒假設總諧波的1.5%允許從此輸入﹐并且二次諧波的峰峰值為輸出AC電网電壓的33%﹐則濾波器的衰減為﹕045.0%33%5.1