第七章-MOS管模拟集成电路设计基础

（a）NMOS管（b）PMOS管图7.2.1有源电阻1、电流偏置电路在模拟集成电路中，电流偏置电路的基本形式是电流镜。所谓的电流镜是由两个或多个并联的相关电流支路组成，各支路的电流依据一定的器件比例关系而成比例。1)NMOS基本电流镜NMOS基本电流镜由两个NMOS晶体管组成，如图7.3.1所示。图7.3.1NMOS基本电流镜2)NMOS威尔逊电流镜NMOS基本电流镜因为沟道长度调制效应的作用，交流输出电阻变小。从电路理论可知，采用电流串联负反馈也可以提高电路的输出电阻。威尔逊电流镜正是这样的结构。NMOS威尔逊电流镜的电路如右图所示。提高输出电阻的基本原理是在M1的源极接有M2而形成的电流串联负反馈。图7.3.2NMOS威尔逊电流镜M2在电路中相当于一个串联电阻(有源电阻)，构成电流串联负反馈。M3的漏节点提供了M1的偏置电压，如果因为某种原因使输出电流Io增加，这个增加了的电流同时也将导致M2的VGS2增加，使得M1的栅源电压VGS1减小，从而使电流减小。反之，如果某种原因使Io减小，同样也会因M2的作用阻止电流变小。正是因为M2的电流串联负反馈的作用，使Io趋于恒流，提高了交流输出电阻。在这个结构中，如果M1利M2的宽长比相同(其他的器件参数也相同)，因为在其中流过的电流相同，则它们的VGS必然相同，使M3的VGS3=2VGS2，而M2的VDS2=VGS2。M1、M2的这种VDS上的差异也将导致参考电流与输出电流的误差，这时的参考电流将大于输出电流。如果M1的宽长比大于M2的宽长比，根据萨氏方程，在相同的电流条件下，导电因子K大则所需的VGS就比较小。VGS1的减小使得M3的VDS3减小，缩小了M2和M1的VDS差别，可以使误差减小。但即使M1的宽长比再大，也不可能使VDS3=VDS2，所以，若要消除误差必须在M3的漏极上串接一个电阻消耗掉多余的电压，使VDS3=VDS2。右图所示的是威尔电流镜的改进结构。由M4构成的有源电阻“消耗”了一个VGS，使M2、M3的源漏电压相等。如果M1和M2的宽长比相同，从M1、M2的栅极到M2、M3的源极的压差为2VGS2，如果M2、M3相同，则M4的栅源电压就为VGS2，使M3管的源漏电压和M2的源漏电压相同，都为VGS2。这样的改进使参考支路和输出支路电流以一个几乎不变的比例存在。图6-3-9NMOS电流镜所能提供的电流偏置通常情况下是灌电流，即电流是流入漏极的情况。如果需要的是拉电流，则可采用PMOS电流镜。3)PMOS电流镜PMOS电流镜的结构与工作原理与NMOS结构相同。下图给出了PMOS的基本电流镜(a)、威尔逊电流镜(b)和改进型的威尔逊电流镜(c)。图6-3-10PMOS电流镜4)参考支路电流Ir形成参考支路的电流的基本原理很简单，只要能够形成对电源(NMOS电流镜)或对(PMOS电流镜)的通路即可。(1)简单的电阻负载参考支路图6-3-11(2)有源负载的参考支路图6-3-12图6-3-13(3)自给基准电流的结构如果在电流镜中的参考电流就是一个恒流(如右图所示)那么，整个电路中的相关支路电流就获得了稳定不变的基础。图6-3-14右图给出了一种自给基准电流的结构形式。M1、M2、M3组成了一个两输出支路的NMOS电流镜，M4、M5和M6组成了两输出支路的PMOS电流镜。M7、M8和R所构成的“启动”电路。图6-3-152、电压偏置电路前面虽然尚未介绍电压偏置电路，但实际上在上一段已经用到了电压偏置，例如，电流镜中VGS1和有源负载的偏置电压VB。在这一部分将重点介绍各种电压偏置电路的设计。在模拟集成电路中的电压偏置分为两种类型：通用电压偏置电路和基准电压电路。通用电压偏置电路用于对电路中一些精度要求较低的电路节点施以电压控制；基准电压电路则是作为电压参考点对电路的某些节点施以控制。（1）通用电压源通用电压源是一些简单的电路，它按电路要求产生直流电压，并控制相关器件的工作状态，一般没有特殊要求。最简单的电压源是分压电路，它的输出既可以是单点的，也可以是多点的。在电子线路中常采用电阻分压电路作为电压偏置的发生电路，在模拟集成电路中则常采用有源电阻作为分压电路的基本单元。图6-3-15给出了全NMOS的分压器电路图(a)和CMOS的分压器电路图(b)。图(a)，V1=VGS1，V2=VGS1+VGS2；图(b)是一个CMOS的分压器结构，它的分压原理与NMOS并没有什么区别，它的Vo也可以用上式计算。图6-3-15上面简单的分压电路有一个共同的缺点，那就是它们的输出电压值随着电源电压的变化将发生变化。究其原因是因为电漏电压的波动直接转变为MOS晶体管的VGS的变化。如果电源电压的波动能够被某个器件“消化”掉，而不对担当电压输出的VGS产生影响就可以使输出电压不受电源电压波动的影响。要使VGS不发生变化，对于栅漏短接的MOS管必须满足两个条件：一是VGS不能被直接作用，二是MOS晶体管的电流不能发生变化。利用稳压管的输出特性同样可以得到稳定的输出电压。稳压管的符号和伏-安特性如下图所示。图6-3-16在MOS模拟集成电路中的稳压管可以采用pn+结构和p+n+结构制作，其中，pn+结构的稳压值VZ在6.5~7.5V，p+n+结构的稳压值VZ在4.5V左右。从稳压管的输出特性曲线可以看出，当电流在一定的范围内波动时，它的输出电压变化很小。从这一点我们又得到了一个器件的电阻特性：稳压管具有直流电阻大于交流电阻的特性。当然，当稳压管正向运用的时候，它就是一个普通的二极管，它的正向特性也表现为直流电阻大于交流电阻。利用稳压管构造电压偏置电路的基本结构非常简单，下图给出了电阻和稳压管串联的电路结构和采用有源负载结构的电路形式。图6-3-17（2）基准电压源理想的基准电压源，要求它不仅有精确稳定的电压输出值，而且具有低的温度系数。温度系数是指输出电参量随温度的变化量，温度系数可以是正的。要使输出电参量的温度系数小，自然会想到利用具有正温度系数的器件和具有负温度系数的器件适当地组合，实现温度补偿，得到低温度系数甚至零温度系数的电路结构。但遗憾的是，在MOS电路的情况下，器件的选择有限，而且基本器件参数与工艺参数和温度参数有强烈的依从关系，使温度补偿较之双极型电路更困难。在实践中已设计出全MOS的电压基准电路。•E/DNMOS基准电压源增强型和耗尽型MOS晶体管的阈值电压有非常类似的负温度系数，因此，它们的电压差对温度的变化不敏感，可以利用这个特点制造温度稳定的电压基准。图6-3-18所示的是以耗尽型/增强型阈值电压差为基础的电压基准电路的原理图。假设电路中的增强型NMOS管M1的阈值电压为VTNE，耗尽型NMOS管M2的阈值电压为VTND，并假定R1、R2相匹配。作为M1、M2的负载。A是一高增益放大器，构成负反馈工作方式。M1、M2的栅源电压之差作为基准输出电压，即VREF=A(VD1-VD2)=VGSE-VGSD。图6-3-18在工作过程中，若某种原因引起VD1上升，这将引起VREF上升，并因此使IDE上升，迫使VD1下降，保证VRFE的稳定。VREF的温度系数决定于3个因素：M1、M2的阈值电压之差的温度系数；M1、M2的漏极电流ID的温度系数；沟道电子迁移率的温度系数。近似计算的结果表明：在低温范围，影响温度稳定性的主要因素是迁移率的温度系数，这时VRFE的温度系数是正的；在高温范围内，影响VRFE的温度稳定性的主要因素是阈值电压差的温度系数，VRFE的温度系数是负的；在室温附近，VRFE的温度系数比较小。•工作在亚阈值区的CMOS基准电压源当MOS器件在极小电流下工作时，栅极下方呈现的沟道相当薄，并且包含的自由载流子非常少。器件的这一工作区域被称为弱反型或亚阈值区。工作在亚阈值区的NMOS晶体管，当漏源电压大于几个热电势Vt(=kT/q)时，具有正温度系数，约为+1500ppm／C°。利用MOS器件在亚阈值区的电流、电压的指数关系，采用图6-3-19(a)所示的结构，我们可以得到具有正温度系数的ΔV这是一个正温漂源，如果有一个负温源与它相抵消，则可以得到低温漂的电压基准。图(b)给出了一个电路结构，这里的负温漂源是VBE，VBE的温度系数为-2mV／C°。图中连接成二极管结构的NPN晶体管是由CMOS结构中的n+掺杂区(NMOS的源漏掺杂)做发射区，p阱为基区，N型衬底为集电区的寄生双极晶体管。图6-3-197.3.2放大电路放大器是模拟集成电路的基本信号放大单元。在模拟集成电路中的放大电路有多种形式，其基本构成包括放大器件(有时又称为工作管)和负载器件。放大电路的设计主要有两个内容：电路的结构设计和器件的尺寸设计。电路的结构设计是根据功能和性能要求，利用基本的积木单元适当地连接和组合来构造电路，通过器件的设计实现所需的性能参数。这个过程可能要经过多次反复，不断地修正电路结构和器件参数，最后获得符合要求的电路单元。1、单级倒相放大器倒相放大器的基本结构通常是漏输出的MOS工作管和负载的串联结构。（1）基本放大电路下图给出了6种常用的MOS倒相放大器电路结构。其基本工作管上是NMOS晶体管，各放大器之间的不同主要表现在负载的不同上，也正是因为负载的不同，导致了其输出特性上的很大区别。图中的输入信号VIN中包含了直流偏置和交流小信号。图6-3-20基本放大器电阻负载NMOS放大器电压增益AV为：式中，gm1是NMOS管M1在饱和区的跨导，ro1是M1的交流输出电阻。01111///2//rRILWCrRgALDSoxnoLmVE/ENMOS放大器电压增益AVE为：式中，ro1是M1的输出电阻，对应的是M1工作在饱和区的交流输出电阻，ro2是M2的输出电阻，对应的是M2工作在饱和区时的源端交流输出电阻，它的电阻要远小于ro1。211//oomVErrgA分析M2的工作就可以知道，因为M2的栅和漏都是固定电位，M2的源极电位对应放大器的输出端VOUT，当交流输入信号使放大器的输出VOUT上下摆动时，使M2的VGS和VDS同幅度地变化，ΔVGS=ΔVDS，使M2的工作曲线遵循平方律的转移曲线。这里的ro2是从M2源极看进去的等效电阻，其阻值远比ro1小，因此，ro1//ro2≈ro2。要提高放大器的电压增益，就必须增加工作管和负载管的尺寸的比值。212121//LWLWggrgAmmomVE观察电路中各器件的工作点可以知道，对于负载管M2因为它的源极和衬底没有相连，所以，存在衬底偏置电压，当它的源极电位随信号变化而变化时，M2的VBS也跟着变化，即M2存在衬底偏置效应．并且衬偏电压值是变化的。那么，这个衬底偏置效应又是如何作用于器件的呢?首先，在直流状态下，衬底偏置效应使M2的实际阈值电压提高，导致它的工作点发生偏离。在设计中应注意这种偏离，加以修正。更为严重的是，衬底偏置效应导致M1的交流等效电阻发生变化，而使电压增益发生变化。衬底偏置效应使放大器的电压增益不降，这是不希望的。(3)E/DNMOS放大器右图中，因为耗尽型NMOS负载管M2的栅源短接，所以，无论输出VOUT如何变化，M2的VGS都保持零值不变。但由于存在衬底偏置效应的作用，沟道的电阻将受它的影响。放大器的交流电阻将主要由衬底偏置效应决定，E／DNMOS放大器的电压增益为：212211//11LWLWggggrgABmmqBmBmBmVD可以看出，以耗尽型NMOS晶体管作为负载的NMOS放大器的电压增益大于以增强型NMOS晶体管做负载的放大器。但两者有一个共同点，那就是：减小衬底偏置效应的作用将有利于电压增益的提高。对E／DNMOS放大器，如果衬底偏置效应的作用减小，则λB将减小，当λB趋于零时，放大器的电压增益将趋于无穷大。这是因为当不考虑衬偏应时，如前所述，M2提供的是恒流源负载，其理想的交流电阻等于无穷大。(4)PMOS负载放大器下图所示的增强型PMOS负载放大器以CMOS技术作为技术基础。由于PMOS管是衬底和源极短接，这