RFID——840MHz-960MHz读写器天线设计

1.单层时尺寸的确定1.1矩形片尺寸的确定P_LOW_H为主辐射贴片距离地板的距离，P_UP_H为寄生贴片距离主辐射贴片的距离；P_LOW_H对整体的带宽影响较大，若要获得较大带宽，则需要较大的P_LOW_H，根据经验可以确定P_LOW_H=12mm；P_UP_H对高频段的带宽影响较大，若要获得较大的高频带宽，则需要较大的P_UP_H，由于P_LOW_H=12mm，根据经验可以确定P_UP_H=18mm。天线需要覆盖UHFRFID所有频段（840-960MHz），中心频率为900MHz，同时考虑到高频段的轴比较窄，于是初步确定f1(主要由主辐射贴片决定)为f1=880MHz，f2(主要有寄生贴片决定)为f2=940MHz。主辐射和寄生贴片的尺寸初步可由矩形微带天线辐射贴片的尺寸估算公式估算。_LOW_H=12mm，f1=880MHz，由估算公式可得主辐射贴片的尺寸为153mm；P_UP_H=18mm，f2=940MHz，由估算公式可得寄生贴片的尺寸为135mm。述贴片的尺寸是理论估算值，现通过仿真来进一步确定其尺寸。当主辐射贴片尺寸为153mm、151mm、149mm、147mm时，谐振频率分别为860MHz、870MHz、880MHz、890MHz。由仿真数据可知，理论计算的贴片尺寸偏大，现可进一步确定主辐射贴片的尺寸为149mm。当寄生贴片尺寸为135mm、133mm、131mm、129mm、127mm时，谐振频率分别为920MHz、940MHz、950MHz、960MHz、970MHz、990MHz。由仿真数据可知，理论计算的尺寸偏大，现可进一步确定寄生贴片尺寸为133mm。1.2圆片尺寸的确定主辐射和寄生贴片的尺寸初步可由圆形微带天线辐射贴片的尺寸估算公式估算。P_LOW_H=12mm，f1=880MHz，由估算公式可得主辐射贴片的半径为90mm；Patch_UP_H=18mm，f2=940MHz，由估算公式可得寄生贴片的半径为79mm。述贴片的尺寸是理论估算值，现通过仿真来进一步确定其尺寸。由仿真结果可知，P_LOW_R=88mm，Patch_UP_R=77mm时分别谐振在880MHz和940MHz左右。2.叠层时尺寸的确定及调整2.1矩形叠层时尺寸的确定及调整单层时确定的尺寸（P_LOW=149mm，P_UP_H=133mm）没有考虑到相互间的耦合，故尺寸会有偏差，通过叠层的仿真，根据阻抗曲线来调整主辐射贴片和寄生贴片的尺寸。从图中可以看出P_LOW=149mm，P_UP=133mm时（阻抗曲线如虚线所示），Re在高频部分尖锐且陡峭，这是由于寄生贴片较大（谐振频率f2较低）导致的。P_UP从133mm以步进3mm变化到124mm，其仿真阻抗曲线如上图所示。从上图可以当P_UP=127mm时，其阻抗曲线（如图中带圆点的曲线）实部Re变得很平坦。但从阻抗曲线的实部可以看出低频段（低频极高点到中间极低点）带宽较高频段宽并且更平坦；同时从阻抗曲线可以看出在m2点右边Re下降较快，很陡峭。由于高频段的阻抗曲线的这些特点，导致了其在高频部分轴比（AR）和S11曲线变化较陡峭，并且调整起来很困难。基于这一特点，我们应当适当减小尺寸使阻抗曲线向高频稍微移动。由单层仿真可知主辐射贴片减小2mm，谐振频率大约增加10MHz；于是现在为使阻抗曲线向高频稍微移动，可以将主辐射贴片的尺寸减小1mm，此时P_LOW=148mm。现将P_UP从125mm以步进1mm增加到127mm，仿真结果如下：从图中可以看出当P_LOW=148mm，P_UP=126mm时，阻抗曲线中Re出现双峰，且较频坦。和带圆点的曲线（P_LOW=149mm，P_UP=127mm）比较整体向高频偏移了10MHz左右。为了更清晰的看到上述两条阻抗曲线的变化，减小扫频间隔，仿真结果如下：从图中可以清晰地看到阻抗曲线向整体向右频移了6MHz左右。综上尺寸确定为：P_LOW=148，P_UP=126mm。2.2圆片叠层时尺寸的确定及调整从仿真曲线可确定P_LOW_R和Patch_UP_R分别为90mm和77mm，此时阻抗曲线的实部有较平稳的双峰，且虚部在840MHz—940MHz内变化不是很剧烈。3.带90度相移的功分器带相移的T行功分器在ADS中仿真如下：3.1负载阻抗的中虚部对功分比及相移的影响ZL=100+j×20时的仿真结果：ZL=100+j×30时的仿真结果：ZL=100+j×40时的仿真结果：从仿真结果可知ZL=100+j*20时的功分比还是比较好的，随着虚部的不断增大，其功分比不断不断恶化，且功分比最佳点向低频偏移，高频部分受虚部影响比较大。下面给出相位(phase(2，3))、S11、功分比(S（1，2）S(1,3))随虚部的变化曲线：从上面的曲线可以更直观的看出虚部变大，等功分点向低频偏移，而且功分曲线变得陡峭。3.2四分之一波长相移段分成阻抗不同的两段，阻抗对功分比及相移的影响从曲线中可以看出，阻抗变小后等功分点向高频偏移，对相位影响不大。4.带90度相移的T型功分器+叠层天线4.1带90度相移的T型功分器+矩形叠层天线由叠层天线的阻抗曲线可知，宽度为W1导体带条阻抗值大约为√92×100=96𝛺。W1=13mm（对应96𝛺传输线），W2=W3=12mm（对应100𝛺传输线）时，仿真结果如下：由仿真结果可知：加上功分器后获得了较好的轴比，但3dB轴比还没有覆盖UHFRFID所有频段，阻抗曲线中虚部较大，这导致S11不好。4.2带90度相移的T型功分器+圆形叠层天线由仿真结果可知：加上功分器后获得了较好的轴比，但3dB轴比还没有覆盖UHFRFID所有频段，阻抗曲线中虚部较大，这导致S11不好。5.轴比调节技术5.1将90度相移段分成两段阻抗不同的传输线来调节可以通过调节其长度（E2）和阻值（Z3）来调节功分比，达到微调轴比的效果。5.1阻抗变换段长度（E2）对功分的影响在ADS中我们可以看到当宽度为W3的阻抗为Z3=90Ω时，其长度从5mm以步进10mm变化到55mm，仿真结果如下：从仿真结果中可以看到随着E2的增加，等功分点逐渐向高频移动，而且高频的功分变好，低频恶化。5.2阻值Z3对功分比的影响选取上图粉红曲线所对应的长度E2=25，让Z3从80以步进10变化到120，仿真如下：E2=25时的仿真结果如下：E2=15时的仿真结果如下：从仿真结果可以看到随着Z3的减小，等功分点向高频移动，功分曲线几乎没有变化，并且随着Z3的减小曲线只是向右平移，具有很好的线性。比较E2=25和E2=15时的仿真结果可知：E2=15时Z3每增加10Ω曲线向右平移9MHz，而E2=25时Z3每增加10Ω曲线向右平移20MHz，于是可知E2过大即使W3变化很小（W3决定Z3的大小）曲线移动将较大，所以E2不能选择过大。同时和5.1.1中曲线相比可知，调节Z3比调节E2可以更好的调整功分比。基于这些特点，在HFSS中我们将考虑到实际情况选择合适的E2，主要依靠调节Z3来实现轴比的微调。5.3HFSS仿真5.3.1矩形天线W2和W3分别为两段传输线的宽度，L_3为宽度为W3的传输线的长度。①.观察ADS的仿真结果我们可以初步确定L_3=15mm，W3从10mm以步进1mm变化到14mm时的轴比曲线如下：随着W3的增大（亦即ADS中Z3减小）3dB轴比带宽有所增加，值得注意的是高频处的3dB轴比带宽增加得更多这与ADS中T型功分器在Z3减小时等分点向高频移动的现象一致。②W3=13mm保持不变，L_3从5mm以步进5mm变化到25mm时的轴比曲线如下：由仿真曲线可知在W3=13mm时，L_3=20mm获得的轴比最宽。而且3dB轴比带宽已经覆盖了UHFRFID的所有频段。现选定L_3=20mm，W3从10mm以步进1mm变化到15mm时的轴比曲线如下：从曲线中可以看到W3从10mm增加到14mm时，轴比也增加，当W3=15mm时轴比较W3=14mm时减小。于是可以初步确定出最佳的W3和L_3分别为14mm、20mm。③中心加短路柱中心加短路柱后轴比带宽有所增加。rin_Center不同时，轴比曲线如下：5.3.2圆片天线通过调整后，3dB轴比覆盖了UHFRFID所有频段。6.调谐技术6.1矩形叠层天线由上面的阻抗曲线可知，实部在UHFRFID的所有频段较为平坦，而虚部较大且很陡峭。正是由于虚部较大使得匹配（S11）不好。又由于虚部为感性，故需要引入容性来调谐。通常当感抗不是很大的情况下我们可以在馈电点直接并联一小段来达到引入容抗调谐，但当感抗较大时（如上图）在馈电点直接并联传输线面积会比较大，这对天线的其他性能影响较大。所以我们选择在馈线的中间并联传输线达到引入容抗实现调谐。从阻抗曲线中我们可以看到𝑓=0.9𝐺𝐻𝑧,𝑍𝑖𝑛=(46.7+𝑗24.3)𝛺，则𝑌𝑖𝑛=(0.0169−𝑗0.0088)𝑠，又终端开路线的导纳为𝑌(𝑙)=𝑗∗𝑡𝑎𝑛(𝛽𝑙)𝑍0⁄，那么并联传输线后总导纳为Y=𝑌𝑖𝑛+𝑌(𝑙)=(0.0169+𝑗∗(𝑡𝑎𝑛(𝛽𝑙)𝑍0−0.0088⁄))𝑠。为了匹配那么虚部应该为零，即𝑡𝑎𝑛(𝛽𝑙)𝑍0=0.0088⁄。当𝑊ℎ⁄≥1时，微带线特性阻抗近似计算公式为：𝑍0=120𝜋√𝜀𝑒⁄[0.56𝑊ℎ+2.42+(1−ℎ𝑊⁄)6⁄]⁄所以𝑡𝑎𝑛(𝛽𝑙)=3.3[0.56𝑊ℎ+2.42+(1−ℎ𝑊⁄)6⁄]⁄从上式中可以看出并联传输线的电长度𝛽𝑙和传输线宽度W近似成反比与h近似成正比。初次仿真我们可以取h=P_LOW_H/2=6mm，传输线的宽度可以初步定在W=20mm，然后调节l来实现匹配。模型及仿真结果如下：①取并联传输线的宽度W=20mm，L_x从5mm以步进5mm变化到35mm的仿真结果如下：从上面仿真结果可以看到，当L_x=20mm时获得了较好的匹配，如带点曲线所示。②保持L_x=20mm，W_y从5mm变化到35mm的仿真结果如下：③由于并联传输线的电长度𝛽𝑙和传输线宽度W近似成反比与h近似成正比，所以我们可以根据上面匹配较好的尺寸来估计改变h后的并联传输线的电长度𝛽𝑙和传输线宽度W。仿真结果如下：P_H（mm）L_x（mm）L_x_1（mm）W_y（mm）615151351313134111112310101026612上面的每一组数据都可以使天线获得较好的匹配。6.2圆片叠层天线7.矩形叠层天线性能受地板大小的影响地板边长GND_L从200mm以步进10mm变化到300mm，仿真曲线如下：从仿真曲线可知随着地板面积的减小增益有所降低，当GND_L在大于240mm时，3dB轴比带宽和小于20dB的S11带宽几乎没有受影响，增益也在8.5dBi以上。可以根据需要选择适当的GND_L。8.最终尺寸下面给出P_H=6mm时的最终尺寸：Patch_UP_H76.5mmP_LOW_R90mm7021153046.57318GND_L275mm2538