电压控制LC振荡器设计20

第1页共20页电压控制振荡器摘要本设计是一个功能完善,性能优良的高频VCO(VoltageControlOscillation)。主振器由分立元件组成。电压对频率的控制是通过变容二极管来实现的。即通过改变变容二极管的反向压降，从而改变变容二极管的结电容，继而改变振荡频率。系统的输出频率范围为10MHz—40MHz。频率稳定度在103以上。设计以单片机为控制核心，实现频率和电压值的实时测量及显示并控制频率步进，步进有粗调和细调的功能。粗调可实现较大步进值调节，是调可实现较小步进值调节。该功能使得频率的准确定位十分方便。本电路在调频部分为提高输出频率精度，采用单片机控制主振器参数，根据产生不同的频率范围控制不同的主振器参数而达到提高精度和稳定度的目的。为了高频信号的良好传输，本设计的部分电路板采用了人工刻板使得本设计更加特色鲜明，性能优良。关键字：VCO单片机变容二极管A/D574AbstractThisdesignisahighfrequencyVCOwithcomprehensiveandperfectfunction.Themainvibratorismadeupofseveralseparablecomponents.Voltagecontrolonthefrequencyisrealizedbywayofvaricapdiode.That,changingthereversevoltageofdiodecanadjustthefrequency.Thefrequencyoftheapparatuscanoutputfrom10MHzto40MHz,anditsfrequencystabilitycanreach103.Thisdesignusesasingle-chipascontrolcoretomeasureanddisplaythefrequencyandvoltageandregulatefrequency.Thefrequencyadjustmentincludestwoprocedures-approximateadjustingandslightadjusting,Theslightadjustingcanrealizetheprecisefrequencyoutput.Inordertochangetheprecisionoffrequencytooutput,thecircuitcontrolthemainvibratorwithasingle-chip.Inordergogainwhatweto.wecanchangethedifferentparametersofthemainvibrator.Inaddition,Somepartofthedesignwieldarterialpatternplate.Itnapethecircuitmareperfect.Keywords:VCOMCUDIODEA/D574第2页共20页一、方案论证与比较根据题目要求，提出以下三种方案加以论证比较。方案一：系统框图如图（1）所示图（1）电感三点式框图主振器采用电感三点式振荡器，该方案的主振器是一个比较实用的电路，结构简单，控制容易实现。但经分析，此方案有以下不足：（1）可调范围不明显，原因是晶体振荡器的固定频率所造成；（2）买到的变容二极管变容比只有6，达不到设计要求（3）主振器的选频网络由L，C并联而成，而对于手动调节C或L有一定宽度的变化，但幅度变化不明显。频率步进由DAC控制，步进不稳定。而且电感三点式产生的波形不理想，谐波分量幅度很大。而且稳定度达不到要求。方案二：系统框图如下所示电容三点式VCO功放A/DMCUPLL显示键盘图（2）电容三点式框图本方案的主振器采用电容三点式，频率调节和步进采用锁相环来实现，电容三点式主第3页共20页振器改善了输出波形和减小了谐波分量。锁相环使频率跟随加快，频率稳定度提高，步进容易实现。但是电容三点式主振器在调频时不方便，而且可调范围不大。方案三：系统框图如下所示VCO功放显示MCUPLL键盘A/D图（3）系统框图方案三采用了锁相环控制步进和频率稳定度。锁相环使频率跟随加快，频率稳定度提高，步进容易实现。而且能实现粗调和细调功能。主振器采用前级振荡，后级利用谐振缓冲。此主振器产生波形良好，调节范围很大，能达到题目要求。经综合比较，选用方案三二、系统原理分析与论证2.1系统组成系统框图如图（3）所示VCO为本系统的主振器，产生高频信号，输出信号经A/D转换，通过单片机处理后送到显示模块进行显示，信号同时送功放模块对信号进行功率放大以驱动更大的后级负载。通过单片机控制PLL实现频率步进和提高系统的频率稳定度。系统各部分模块具体设计如下。2.2VCO的设计免调节VCO从概念上讲非常简单。只要振荡器具有足够宽裕的调谐范围来消除所有的误差源,比如元件容差所引起的频率偏移，振荡频率的调整就可以省去。初看起来，这项第4页共20页任务非常简单明了，只需提供足够的调谐范围来覆盖所有的误差源即可。然而，对于一个给定的调谐电压范围，有限的可变电容量限制了频率调谐范围，而且VCO的电性能要求往往进一步将调谐范围限制在更窄的区间内。另外，过大的调谐范围还会给振荡器带来一些负面影响。很宽的调谐范围要求压变电容至槽路间有很重的容性耦合，这会给滤波器设计带来很大的困难。分立元件VCO能够提供足够的自由度来满足大多数系统的性能要求，如图（4）所示Colpitts(科皮兹系)共集电极电路。该结构可用于很宽的工作频率范围，从中频直到射频。（图4）：Colpitts共集电极电路（图5）：并联模式网络一个灵活、廉价、有足够高性能的VCO可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管组成的电感-电容（LC）谐振槽路组成。振荡器槽路是一个并联谐振电路。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式实现可变谐振。并联模式网络（图5）可用于较低频率，因为大值压变电容难以实现而电感可以做得比较大。并联模式配置还便于对振荡器做直观地分析。对于Colpitts振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析，并得到一组更清晰、更直观的设计方程，有助于一阶振荡器的设计。首先，Colpitts振荡器可重画为一个带有正反馈的LC放大器（图6）。这个视点易于计算环路增益、振荡幅度和相位噪声。为了描述启动过程的振荡频率，最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构（图7）。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组Colpitts振荡器的设计方程第5页共20页不考虑分布参数，并假定CCC1和C2，并有C1Cπ（Cπ为三极管基-射结电容）。振荡频率可按下式计算：f0=1/(2π√(L*CT)),CT=CV+C12（1）））））））））CV=(CVAR*C0)/(CVAR+C0),C12=(C1*C2)/(C1+C2)-谐振电路的品质因数（QT）可按下式计算：QV≌1/(2π*CV*RS*F0),RQC=QV2*RS（2）QT≌REQ/(2π*L*F0),REQ=RQL‖RQC----振荡幅度可按下式估算：---V0=2*IQ*REQ*(J1(β)/J0(β)),V0=IQ*REQ*1.4（3）----环路增益和起振条件按下式计算：----环路增益=gm*REQ*1/n,当n=(C1+C2)/C2（4）---起振条件：gm/((2π*C1*f0)(2π*C2*f0))(REQ/QT2)（5）（图7）：映像放大器模型（图6）：LC放大器模型第6页共20页R11KC1100PR233KR315KR4470C227PC327PR64.7KC41000PKL21.5uHCDV39018V49018R539JKR7100C7102L21.2uHL30.8uHC539PC61000PFVCOV29014V19014.C9102C8105VoutVinGND123+12VR9470P2.5P2.4R8470KKT1C10100PC1139PABDCPDOABCDL1KT27805U1EE上述公式中：Co为压变电容耦合电容：CT为总谐振电容；CVAR为压变电容；fm为以Hz为单位的相位噪声频偏；fo为振荡频率；gm为双极晶体管跨导；in为集电结散粒噪声；IQ为振荡晶体管偏流；QL为电感Q；QT等于谐振电路Q；QV等效压变电容Q；REQ为谐振电路等效并联电阻；RS为压变电容串联电阻；VO为谐振电压均方根值。较宽的调谐范围可通过两个容易理解的途径增大振荡器的相位噪声：降低谐振电路Q值和调谐线噪声的影响。要获得更宽的调谐范围，压变电容必须通过一个更大的电容耦合到谐振电路。这会降低CV（等效可变电容）的Q值，如方程（2）所示。CV的Q值降低同时使谐振电路净Q值也降低，因而导致相位噪声增加，如方程（6）所示。致使相位噪声增加的第二个因素是调谐输入端的热噪声，它会产生频率调制的边带噪声。该项噪声随着调谐范围而增加，并有可能超过振荡器的固有相位噪声。由热噪声引起的相位噪声可由下式计算：PN=201og[√2*KV*Vn/(2*fm)]（7）Kv=VCO增益(Hz/V),Vn=噪声密度(V/√(Hz)显然，两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要使免调节VCO保持较低的相位噪声，至关重要的是设定一个恰当的调谐范围，保证带宽要求并能容纳各种可预见的误差源。如上所述并根据题目要求设计电路如下：（图8）：VCO主振荡器第7页共20页V3为振荡管，接成共基组态，以达到良好的频率响应。C1为基极耦合电容。V3的静态工作点由R2、R3、R4所决定。V1，V2为驱动控制继电器所用，即改变参数控制所用。C2、C3为反馈电容。回路的谐振频率由CD、C1、C10、L1、C11、决定。PD0控制CD的电压从而改变f。当PD0在0V—12V变化时f可在10MHZ—40MHZ之间变化。该振荡电路起振频率极宽。经论证当采用高频管时，改变谐振环路，振荡频率可达几GHZ，在本电路中只要是ft200MHz，电压放大倍数大于80的低压管都可使用。用3DG130C、2N3904、3DG6等代换都可。该振荡级电源采用稳压块供电，确保主频和调制的稳定性。V1的集电极电流大约在6mA。V4为缓冲级。R5、R6为V4的偏置电阻，C7为高频通路电容，它能增加V4的高频增益。C13、L3为本级的谐振回路，谐振回路的电感参数我们也设计成可变的，以在不同的频段产生不同的谐振点。本方案设计了两个频段分别为10MHz——24MHz谐振点17MHz。24MHz——40MHz，谐振点为32MHz。如图所示A、B，C、D分别为电容，电感可变参数连接点。（2）V1的静态工作点的确定小功率振荡器的静态工作电流ICQ一般为1—4mA。ICQ偏大，能使振荡幅度增加，但波形失真加重，频率稳定性变差。我们选取ICQ=2mA本设计选取偏置电阻R4=15K、R5=33K、R6=470Ω，所以可得静态工作点为：UBQ=3.4VUEQ=0.47VICQ=2mA（2）变容二极管参数及选取变容二极管是本设计的核心元件，我们正是利用二极管的压容特型来实现压频调节的。第8页共20页二极管的特性参数如下所示：①变容二极管特性曲线变容二极管的特性曲线如图(9)所示。变容二极管的性能参数及Q点处的频率可以通过特性曲线估测。其结电容与外加电压关系为：图（9）变容二极管的特性曲线式中：Cj______变容二极管的结电容；Cj0_________变容二极管零偏压时的结电容；UD______变容二极管PN结内建电位差（硅管UD=0.7v,锗管UD=0.3v）；γ______电容变化指数，由变容二极管型号决定；u______变容二极管两面端电压变容二极管是主振器的核心元件，通过计算。我们选取了1SV55型号的变容二极管。2.3PLL的设计频率稳定度是指在一定时间间隔内，频率源的频率准确度的变化，所以实际上是频率不稳定度，他表征频率源维持其工作于恒定频率上的工作能力。各种频率源的频率值由于受内外因素的影响，总是在不断地变化着。为了提高频率的